趙博超，徐輝，殷盼，賀娟，張大為，徐鑫

中國空間技術(shù)研究院 西安分院，西安 710100

低噪聲放大器(LNA)是現(xiàn)代通信衛(wèi)星、導(dǎo)航衛(wèi)星、偵查衛(wèi)星等系列衛(wèi)星接收機中的核心電路，其作用主要是在降低信號噪聲的基礎(chǔ)上，將天線收到的微弱信號進行放大[1]。低噪聲放大器的噪聲系數(shù)決定了接收系統(tǒng)的靈敏度，較低的噪聲系數(shù)有利于通信系統(tǒng)在復(fù)雜環(huán)境下仍能接收到衛(wèi)星信號[2-3]；其集成度很大程度影響了衛(wèi)星通信系統(tǒng)的體積和質(zhì)量，較小的尺寸有助于實現(xiàn)衛(wèi)星有效載荷小型化；一個狀態(tài)穩(wěn)定的低噪聲放大器有助于提高衛(wèi)星通信質(zhì)量，提高工作可靠性和抗干擾能力[4-5]。

高頻段低噪聲放大器(Ku頻段以上)，由于其頻段特征尺寸較小，可以采用面積很小的芯片形式實現(xiàn)，且具有較好的性能[6-7]。而低頻段低噪聲放大器由于特征尺寸大，片上電感品質(zhì)因數(shù)(Q值)低，很難用單片微波集成電路(MMIC)形式實現(xiàn)，一般由晶體管加外圍匹配電路實現(xiàn)，具有尺寸大、一致性差和調(diào)試困難等缺點[8-9]，不符合航天應(yīng)用小型化、輕量化、高可靠的需求特點。Rahman等采用雙路非線性消除方法實現(xiàn)了一款2.4 GHz下噪聲系數(shù)為2.8 dB的低噪聲放大器芯片[10]，但由于采用65 nm 互補金屬氧化物半導(dǎo)體(CMOS)工藝，該噪聲系數(shù)還有很大的提升空間。Bergervoet等采用0.25 μm SiGe工藝實現(xiàn)了一款應(yīng)用在寬帶碼分多址移動通信系統(tǒng)(WCDMA)中的級聯(lián)工作模式低噪聲放大器，在1.9 GHz內(nèi)噪聲系數(shù)為1.0 dB，工作電流為200 mA[11]。國內(nèi)相關(guān)單位在低頻MMIC低噪聲放大器方面也做了研究，在降低噪聲系數(shù)、減小芯片尺寸、提高工作帶寬方面有所突破[12-14]。然而，由于工藝與設(shè)計的限制，噪聲系數(shù)小于1 dB的低頻MMIC低噪聲放大器很少有報道。

本文基于0.25 μm柵長GaAs增強型HEMT工藝，首先對比不同尺寸的晶體管模型特點選擇最佳柵寬和柵指數(shù)；其次采用電流復(fù)用技術(shù)將芯片功耗降低為原來的一半，通過兩級負反饋結(jié)構(gòu)優(yōu)化了芯片的帶寬和增益平坦度，使用恒流源偏置技術(shù)降低了芯片的離散性；然后通過對比3種不同的電感工藝選擇了最適應(yīng)的電感類型；最終在2.0 mm×1.3 mm尺寸內(nèi)實現(xiàn)了低噪聲、低功耗的寬帶MMIC，具有一致性高、可靠性強的優(yōu)點，滿足航天應(yīng)用。

1 電路仿真設(shè)計

1.1 晶體管尺寸選擇

晶體管尺寸選擇是MMIC低噪聲放大器設(shè)計的第一步，晶體管尺寸包括晶體管單指柵寬和柵指數(shù)。對于高頻MMIC而言，阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)由片上微帶線和片上電容組成，損耗較小，因此阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)對噪聲影響較小。所以高頻MMIC噪聲系數(shù)主要由晶體管本身決定，在同一偏置下，最小噪聲系數(shù)隨尺寸增加而增大，因此高頻電路選擇較小的晶體管尺寸比較合適。

對于L波段MMIC而言，晶體管的最小噪聲系數(shù)隨尺寸變化較小，而該頻段的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)離不開片上電感，損耗較大，所以該頻段噪聲系數(shù)主要由匹配網(wǎng)絡(luò)決定，因此晶體管的尺寸選擇要求能用較少的元件完成阻抗匹配。

最小噪聲系數(shù)對應(yīng)的最佳阻抗隨晶體管單指柵寬(Wg)和柵指數(shù)(Ng)的變化曲線如圖1所示?？梢钥闯觯?.9～1.8 GHz頻率范圍內(nèi)，單指柵寬越大，柵指數(shù)越多，最佳阻抗越接近史密斯圓圖的中心，越容易完成匹配。因此本文選擇晶體管尺寸為(100×8) μm。

圖1 最佳阻抗與晶體管尺寸的關(guān)系(900.0 MHz～1.800 GHz)Fig.1 Optimum impedance varies with the size of HEMT (900.0 MHz to 1.800 GHz)

1.2 電流復(fù)用

為了得到較低的噪聲系數(shù)，采用尺寸較大的晶體管以方便阻抗匹配。而工作電流隨著晶體管尺寸線性增加，因此需要采取措施降低電流，從而降低器件功耗。本文采用電流復(fù)用的方法將兩級放大器電流降低至常規(guī)結(jié)構(gòu)的一半。

本文MMIC采用兩級放大拓撲，常規(guī)結(jié)構(gòu)與電流復(fù)用結(jié)構(gòu)如圖2所示，常規(guī)結(jié)構(gòu)兩只晶體管在直流上并聯(lián)，每一只晶體管漏極偏置電壓Vdd為電源電壓，芯片總偏置電流Id1為兩級偏置電流之和；本文所采用電流復(fù)用結(jié)構(gòu)是兩只晶體管在直流上串聯(lián)，每一只晶體管漏極偏置電壓為電源電壓的一半，偏置電流Id2流過每一級晶體管，實現(xiàn)了偏置電流的重復(fù)利用，降低了整體功耗。在圖2(b)中，電感L1具有通直流、隔射頻的作用，電容C1具有通射頻、隔直流的作用。因此該結(jié)構(gòu)在直流方向是兩個晶體管串聯(lián)，電流減半；在射頻方向是兩個晶體管級聯(lián)，增益相加。

圖2 常規(guī)結(jié)構(gòu)與電流復(fù)用結(jié)構(gòu)對比Fig.2 Comparison of conventional structure and current reuse structure

1.3 負反饋

為了提高低噪聲放大器的帶寬及穩(wěn)定性，本文采用了兩級負反饋結(jié)構(gòu)。如圖2(b)所示，第一級采用源級串聯(lián)電感L2到地的方式提供反饋，該電感可以提高電路穩(wěn)定性，提升增益平坦度，但是不可避免地引入了噪聲。實際電路中用一段微帶線來代替電感，以最小化反饋帶來的負面影響。通過調(diào)節(jié)第一級放大器的輸入匹配電路和源級負反饋，可以獲得較低的噪聲系數(shù)和良好的輸入駐波。

第二級采用電容C2與電阻R1串聯(lián)實現(xiàn)反饋，該反饋網(wǎng)絡(luò)與兩級級間匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)合可以實現(xiàn)級間共軛匹配，與第二級輸出匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)合可以實現(xiàn)良好的輸出功率特性。第二級的反饋網(wǎng)絡(luò)能夠改善增益平坦度和提高整個電路的工作帶寬。

1.4 恒流源偏置

本文所采用增強型晶體管閾值電壓離散性較大，因此需采用恒流源偏置來補償工藝誤差帶來的離散性。與電阻偏置不同，如圖3(a)所示，晶體管的偏置電壓V1直接由兩個分壓電阻R3和R4得到:

(1)

電流Ids3如下：

(2)

式中：μn為電子遷移率；COX為單位面積的柵氧化層電容；Vth為閾值電壓W為晶體管總柵寬；L為晶體管柵長。前三個參數(shù)只與工藝相關(guān)，而且Vth隨工藝變化較為敏感；后兩個參數(shù)表示晶體管尺寸。可以看出Ids3與閾值電壓Vth成平方關(guān)系。

本文所采用恒流源偏置使用晶體管T2代替電阻R4，如圖3(b)所示，由于T2柵漏相連所以晶體管工作在線性區(qū)，即：

(3)

(4)

(5)

T2的線性電阻為Ron[15]，當由于工藝偏差使得Vth升高時，Ron升高，因此V2也升高，這樣就補償了Vth升高帶來的電流降低，使得漏極電流隨工藝敏感性降低。另外，在T2柵極處加上旁路電容C3，使得V2在大信號下保持直流穩(wěn)定，從而保證大信號下偏置電流變化不大。

圖3 電阻偏置與恒流源偏置對比Fig.3 Comparison of resistor bias and constant current source bias

兩種偏置的離散性對比如圖4所示，從300次蒙特卡洛特性分析可以看出，采用本文所述恒流源偏置以后，漏極電流隨工藝波動性大大降低，放大器的噪聲、增益等參數(shù)也隨工藝波動性大大降低。

圖4 兩種偏置電路的離散性對比Fig.4 Discreteness comparison of resistor bias and constant current source bias

1.5 三種類型MMIC電感

工藝庫所提供MMIC電感有3種類型：圓電感、方電感和雙層方電感。其中圓電感和方電感的金屬都采用兩層金屬布線，單位長度走線損耗較小。雙層方電感采用底層金屬繞進、上層金屬繞出的方式，由于布線金屬為一層，因此單位長度走線損耗較大，且承受電流較小。

本文針對所需應(yīng)用頻率，對比了20 nH電感采用3種方式實現(xiàn)的面積和Q值。從圖5所示對比結(jié)果可以看出，圓電感占用面積最大，為400 μm×400 μm，Q值也最大，在面積允許的前提下盡量使用圓形電感。雙層方電感占用面積最小，在面積不足且承受電流要求不高的情況下，優(yōu)先考慮。本文低噪放輸入端電感Q值對噪聲性能影響較大，因此選用圓電感。輸出端面積緊張，且對電流承受能力要求較高，對損耗要求較低，因此選用方電感。

2 測試結(jié)果

該低噪聲放大器采用0.25 μm柵長GaAs半導(dǎo)體工藝流片，芯片尺寸為2.0 mm×1.3 mm，實物照片如圖6所示，輸入輸出為GSG(地-信號-地)射頻接口，采用單電源5 V供電，實測電流為35 mA。

低噪聲放大器MMIC實測與仿真結(jié)果對比如圖7所示，在頻率范圍0.9～1.8 GHz以內(nèi)，噪聲系數(shù)實測結(jié)果為0.55 dB，比仿真惡化了0.15 dB。實測增益和反射結(jié)果如圖8～10所示，增益為34 dB，增益平坦度小于0.5 dB，與仿真結(jié)果比較接近；實測輸入反射系數(shù)小于-8 dB，輸出反射系數(shù)小于-10 dB，與仿真結(jié)果比較接近。由于輸入主要考慮噪聲，因此輸入駐波系數(shù)比輸出駐波系數(shù)略高。從實測結(jié)果可以看出，該款低噪放芯片具有較低的噪聲系數(shù)和較大的帶寬。

圖6 MMIC低噪聲放大器照片F(xiàn)ig.6 Photograph of MMIC LNA

圖7 低噪聲放大器噪聲系數(shù)結(jié)果Fig.7 Noise figure of the LNA

圖8 低噪聲放大器增益結(jié)果Fig.8 Gain of the LNA

圖9 低噪聲放大器輸入反射系數(shù)結(jié)果Fig.9 Input return loss of the LNA

圖10 低噪聲放大器輸出反射系數(shù)結(jié)果Fig.10 Output return loss of the LNA

3 結(jié)束語

為了提高衛(wèi)星接收系統(tǒng)的靈敏度和衛(wèi)星通信質(zhì)量，本文通過電流復(fù)用、恒流源偏置等方法降低了星載接收機中低噪聲放大器的尺寸和功耗，通過管芯尺寸、電感選擇、兩級負反饋等方法優(yōu)化了其噪聲系數(shù)和帶寬性指標。測試結(jié)果表明，該款芯片具有0.55 dB的噪聲系數(shù)和1個倍頻程帶寬。與傳統(tǒng)星載低噪聲放大器相比，該款MMIC芯片具有較小尺寸和優(yōu)良的微波性能，更適合應(yīng)用在航天微波系統(tǒng)中。低噪聲放大器是星載接收機中的一個重要功能器件，然而隨著未來微小衛(wèi)星對小質(zhì)量、低成本、靈活應(yīng)用等更多要求，一款芯片應(yīng)該包含更多的功能，這也是本文后續(xù)的研究方向。