肖蕙蕙，李茂麗，楊 奕

（1.重慶理工大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，重慶400054；2.重慶能源互聯(lián)網(wǎng)工程技術(shù)研究中心，重慶理工大學(xué)， 重慶400054）

電動汽車作為中國汽車市場的重要組成部分，在充電接入電網(wǎng)時(shí)，給電力系統(tǒng)穩(wěn)定性等方面帶來了不同的挑戰(zhàn)和新的機(jī)遇[1]。 電動汽車的動力電池組可等效為一個(gè)移動分布式儲能單元，夜晚利用用電低谷時(shí)段進(jìn)行充電G2V（grid to vehicle），白天在用電高峰時(shí)將多余的電能返還給電網(wǎng)V2G（vehicle to grid）[2]。 文獻(xiàn)[3]對電動汽車車載充電機(jī)的設(shè)計(jì)僅分析了動力電池充電部分，電能僅從電網(wǎng)側(cè)流向電動汽車，沒有實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動。 文獻(xiàn)[4]中ACDC 變換采用Boost 型APFC 提高功率因數(shù)，該方案難以實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動。

本文前級AC-DC 部分采用4 個(gè)GaN 開關(guān)管組成全橋電路， 采用PWM 整流可以提高功率因數(shù)，實(shí)現(xiàn)整流逆變雙向變換。 GaN 與硅器件相比，其開關(guān)過程的反向恢復(fù)時(shí)間可忽略不計(jì)，高速、高電子密度、 高開關(guān)頻率可減少濾波器和無源器件的使用，從而減小系統(tǒng)尺寸和重量，提升功率密度，降低損耗。 本文2 kW 系統(tǒng)采用散熱片和風(fēng)冷的冷卻方式，逆變效率達(dá)98%。

1 整體方案設(shè)計(jì)

針對目前車載電能變換器應(yīng)具有高功率因數(shù)、高效率、低諧波、小輸出紋波等要求，本文研究設(shè)計(jì)的雙向車載電能變換器主要由濾波器、雙向AC-DC變換器以及雙向DC-DC 變換器組成。 電網(wǎng)給動力電池組充電狀態(tài)時(shí)，該電能變換器結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。

圖1 充電狀態(tài)下變換器的結(jié)構(gòu)框圖Fig. 1 Block diagram of converter structure in charging state

前級AC-DC 變換器為PWM 整流，輸入電流跟蹤輸入電壓提高功率因數(shù)，同時(shí)減小輸入電流諧波對電網(wǎng)的影響，并為后級電路提供穩(wěn)定的高壓直流母線電壓；后級DC-DC 變換器采用移相全橋電路，開關(guān)器件實(shí)現(xiàn)零電壓導(dǎo)通與關(guān)斷，從而實(shí)現(xiàn)電氣隔離和高效率的降壓變換，同時(shí)還為動力電池組提供一個(gè)低紋波高質(zhì)量的直流電壓。

該電能變換器處于動力電池組放電狀態(tài)下的結(jié)構(gòu)框圖如圖2 所示。 DC-DC 變換器同樣采用移相全橋升壓變換電路， 實(shí)現(xiàn)12～36 V 鋰電池組到400 V直流母線電壓的轉(zhuǎn)換；DC-AC 模塊作為單相全橋逆變電路， 采用電壓前饋、 電壓電流雙閉環(huán)控制策略， 實(shí)現(xiàn)變換器諧波含量低的220 V 交流電壓輸出穩(wěn)定[5-6]。

圖2 放電狀態(tài)下變換器的結(jié)構(gòu)框圖Fig. 2 Block diagram of converter structure in discharging state

四象限運(yùn)行定義如圖3 所示，Ud、Id分別為雙向DC-DC 變換器輸入電壓、輸入電流。 多數(shù)電能變換裝置都只能工作在第1 象限（正向充電），若將電源的正負(fù)極反接， 系統(tǒng)才能工作在第3 象限（反向充電），但很少工作在二四象限（正向能量回饋和反向能量回饋）。 充電和放電為同一電路而控制方式不同，這為四象限工作提供了條件。 在四象限下工作可以實(shí)現(xiàn)能量正反雙向傳遞和剩余能量的反饋，使系統(tǒng)能耗減小，效率進(jìn)一步提高[7]。

圖3 四象限運(yùn)行原理Fig. 3 Operation principle in four quadrants

2 硬件電路設(shè)計(jì)

主電路如圖4 所示，主要由單相全橋雙向ACDC 變換器和隔離全橋雙向DC-DC 變換器兩個(gè)部分組成。充電狀態(tài)時(shí)，電網(wǎng)輸入的220 V 交流電，經(jīng)PWM 整流后輸出穩(wěn)定的直流母線電壓， 并為后級提供直流輸入； 之后由移相全橋DC-DC 電路將直流電壓轉(zhuǎn)化成動力電池組充電可以接受的高精度12～36 V 直流電壓。放電狀態(tài)下隔離全橋DC-DC 電路作為升壓變換器，電池組輸出直流電壓，經(jīng)DCDC 升壓變換后得到400 V 直流母線電壓； 后級的全橋電路將直流電逆變成220 V 交流電。

圖4 主電路Fig. 4 Main circuit

交流側(cè)和電池側(cè)加入的濾波器可提高功率因數(shù)，抑制諧波污染，中間電容C1用于穩(wěn)壓和濾波。本文前級雙向AC-DC 部分使用4 片GaN Systems的GS66508T 組成全橋電路拓?fù)?，后級雙向DC-DC部分中高壓側(cè)同樣采用型號為GS66508T GaN 芯片，該芯片耐壓為650 V，允許通過最大電流為30 A，適合高壓低電流狀態(tài)下使用。在低壓側(cè)大電流狀態(tài)下，采用GaN Systems 的GS-010-120-1-P GaN 芯片，其耐壓為100 V，允許通過最大電流為120 A。

2.1 雙向DC-DC 變換器

該系統(tǒng)中充電狀態(tài)后級和放電狀態(tài)前級的雙向DC-DC 變換器采用移相全橋控制， 通過移相角來控制功率的大小和方向。圖5 為移相控制時(shí)變換器的工作波形，此處以功率從高壓HV（high voltage）側(cè)流向低壓LV（low voltage）側(cè)為例，對移相全橋控制進(jìn)行分析介紹， 移相全橋雙向DC-DC 變換器電路工作模態(tài)如圖6 所示。 設(shè)n 為變壓器的變比；L2為變壓器漏感，其兩端電壓為vL2；iL2為流過L2的電流；Ths為半個(gè)開關(guān)周期[8-10]。

2)共享經(jīng)濟(jì)與需求響應(yīng)服務(wù)的普及. 隨著多種共享出行服務(wù)的發(fā)展，對智慧交通管理系統(tǒng)提出更高的要求，因此在管理系統(tǒng)的規(guī)劃建設(shè)過程中，應(yīng)該考慮將不同的共享出行系統(tǒng)納入到管理范圍.

1）模態(tài)1[t0～t1]

t0時(shí)刻開始，開關(guān)管S1和S4導(dǎo)通而S2和S3關(guān)斷，S6和S7正向?qū)ā?此時(shí)的電感電壓為正，電流仍然為負(fù)，電感同時(shí)給HV 側(cè)和LV 側(cè)放電，電流分別通過二極管D1和D4、D6和D7進(jìn)行續(xù)流， 電流逐漸減小到0 并且反向，正向增長。 此時(shí)電感L2的電流的表達(dá)式為

2）模態(tài)2[t1～t2]

在t1時(shí)刻，開關(guān)管S5和S8導(dǎo)通，S6和S7關(guān)斷。LV 側(cè)全橋通過二極管D5和D8給輸出端充電。 正向傳輸功率，vH≥nvL，此時(shí)電感電流繼續(xù)增大，但是增大速率下降。 此時(shí)電感L2的電流表達(dá)式為

圖5 移相控制電路波形Fig. 5 Waveforms of phase shift control circuit

3）模態(tài)3[t2～t3]

在t2時(shí)刻，S2和S3導(dǎo)通，S1和S4關(guān)斷。 由于電感電流方向未發(fā)生改變。電感電流先降為0 再反向增大。 此時(shí)，電感L2的電流表達(dá)式為

4）模態(tài)4[t3～t4]

通過上述分析可知，在t2時(shí)刻后的另半個(gè)周期內(nèi)工作狀況與之前半個(gè)周期相似[11]。 移相全橋電路能夠使電流、電壓在正負(fù)四象限工作，實(shí)現(xiàn)能量的正向和反向的雙向傳遞，并且還可以實(shí)現(xiàn)剩余能量的反饋。

2.2 單相全橋PWM 整流電路

單相全橋PWM 整流電路如圖7 所示，開關(guān)器件采用全控型器件GaN，它能在不同程度上解決傳統(tǒng)整流電路存在的問題。 PWM 整流電路就是把逆變電路的SPWM 控制方法運(yùn)用到整流電路中，在正弦波調(diào)制PWM 整流電路的交流輸入端產(chǎn)生一個(gè)PWM 波，其輸入電流非常近似正弦波，并且輸入電流與輸入電壓同相位，功率因數(shù)接近1。 其中Q1、Q4的驅(qū)動信號完全相同，Q2、Q3的驅(qū)動信號完全相同，而Q1和Q2的驅(qū)動信號互補(bǔ)對稱。當(dāng)交流電波形處于正半軸時(shí)，PWM 波信號控制Q1和Q4導(dǎo)通、Q2和Q3關(guān)斷， 電流從電感L1經(jīng)過開關(guān)管Q1、Q4回到交流源負(fù)極。當(dāng)交流電波形處于負(fù)半軸時(shí)，PWM 波信號控制Q2和Q3導(dǎo)通、Q1和Q4關(guān)斷，電流從電源負(fù)極經(jīng)Q2、Q3流過電感L1最后回到電源端，通過交替導(dǎo)通4 個(gè)開關(guān)管使交流整流為直流輸出[12]。

圖7 單相全橋PWM 整流電路Fig. 7 Single-phase full-bridge PWM rectifier circuit

2.3 變壓器參數(shù)設(shè)計(jì)

隔離式全橋雙向DC-DC 變換器的占空比為0.5， 為保證動態(tài)響應(yīng)， 考慮到動態(tài)時(shí)磁芯不能飽和，設(shè)置極限占空比為Dlim=0.47。 當(dāng)輸入電壓為最低值時(shí)， 設(shè)計(jì)最大占空比Dm與極限占空比Dlim有5%的裕量，因此取最大占空比Dm=0.45。

放電狀態(tài)下取輸入電壓最低值為12 V 且為最大占空比Dm時(shí)的伏秒平衡面積為vLminDm=12×0.45=5.4。 為確保在極限伏秒下磁芯瞬態(tài)不飽和，在輸入電壓最大值為36 V 且極限占空比為Dlim時(shí)， 為最惡劣情況，vLmaxDlim=36×0.47=16.92，作為選擇磁芯的極限值[13]。

采用自然冷卻方式， 取單位磁芯損耗PV=100 mW/cm3， 頻率f=100 kHz 時(shí)， 對應(yīng)磁通密度ΔB=0.12 T，輸出功率P0=2 kW，由以上參數(shù)計(jì)算磁芯面積乘積AP，即

選擇磁芯型號E55，AP=9.884 cm4， 大于計(jì)算值。 計(jì)算線圈匝比，從最低電壓開始計(jì)算，有

可選擇的匝數(shù)比為15∶1 或29∶2。 根據(jù)電磁感應(yīng)定律計(jì)算高壓側(cè)匝數(shù)，即

再由輸入線圈的電流有效值I1和電流密度j，計(jì)算得到可繞導(dǎo)線厚度δ， 最終選定變壓器高壓側(cè)為42 匝，采用線徑0.41 mm 3 股并繞；低壓側(cè)為3匝，采用線徑0.64 mm 4 股并繞[14]。

3 控制策略設(shè)計(jì)

3.1 全橋逆變電路控制

本設(shè)計(jì)逆變部分采用輸入電壓前饋及電壓電流雙閉環(huán)控制，控制輸出電壓穩(wěn)定在220 V，在微網(wǎng)試驗(yàn)室進(jìn)行并網(wǎng)試驗(yàn)，檢測電流、電壓、相序、頻率等參數(shù)。 由于本文側(cè)重介紹系統(tǒng)的設(shè)計(jì)和研制，因此對并網(wǎng)相關(guān)部分不做詳細(xì)描述。該系統(tǒng)的控制方案框圖如圖8 所示。

圖8 控制結(jié)構(gòu)框圖Fig. 8 Block diagram of control structure

電壓閉環(huán)控制采用輸出電壓的平均值作為控制量，通過硬件電路將輸出電壓經(jīng)過整流和濾波后轉(zhuǎn)化為電壓平均值，計(jì)算給定值與采樣電壓平均值的誤差， 經(jīng)過PI 調(diào)節(jié)后得到下一周期電壓的控制輸出量，輸出電壓波形更加穩(wěn)定。 電流閉環(huán)控制采用負(fù)載電流平均值作為反饋對象，補(bǔ)償輸出電流引起的電壓降，抗負(fù)載干擾性能強(qiáng)，在負(fù)載變化較大的場合，可以增加系統(tǒng)的穩(wěn)定性，并且可對逆變器進(jìn)行限流保護(hù)。在雙閉環(huán)控制系統(tǒng)之前加入電壓前饋控制環(huán)節(jié)，對逆變器增益進(jìn)行補(bǔ)償，抵消直流輸入電壓vd波動對逆變電源的影響[15]。 用輸入電壓環(huán)實(shí)時(shí)檢測直流輸入電壓， 額定直流輸入電壓除以采樣得到的直流輸入電壓， 再與經(jīng)雙環(huán)校正的正弦信號相疊加后得到調(diào)制信號，將其送入SPWM 發(fā)生器。

3.2 雙向DC-DC 控制器

雙向DC-DC 電路采用電壓、 電流雙閉環(huán)控制策略，電流環(huán)具有快速、及時(shí)的抗干擾性，在單電壓環(huán)控制基礎(chǔ)上增設(shè)電流環(huán)能夠更好地抑制負(fù)載的影響。 雙閉環(huán)系統(tǒng)動態(tài)結(jié)構(gòu)如圖9 所示。

圖9 雙閉環(huán)系統(tǒng)動態(tài)結(jié)構(gòu)Fig. 9 Dynamic structure of double closed-loop system

充電模式下需要恒流輸出，電流閉環(huán)控制補(bǔ)償輸出電流引起的電壓降。該控制方案具有較好抗負(fù)載干擾性能， 并且可以對逆變器進(jìn)行限流保護(hù)，動態(tài)性能較好?？梢酝ㄟ^電流內(nèi)環(huán)將系統(tǒng)校正為典型I 型系統(tǒng)[16]，其中，為電流內(nèi)環(huán)采樣慣性環(huán)節(jié)；Toi為電流內(nèi)環(huán)采樣小慣性時(shí)間常數(shù)；ACR為電流環(huán)傳遞函數(shù)，其慣性環(huán)節(jié)為

放電時(shí)需要恒壓輸出， 電壓閉環(huán)控制使輸出電壓幅值穩(wěn)定在給定值，但有較小的穩(wěn)態(tài)誤差。典型Ⅱ型系統(tǒng)的超調(diào)量相對較大，但抗擾性能較好。因此將系統(tǒng)設(shè)計(jì)成典型Ⅱ型系統(tǒng)。其中，為電壓外環(huán)采樣慣性環(huán)節(jié)；Tov為電壓外環(huán)采樣小慣性時(shí)間常數(shù)；AVR 為電壓外環(huán)傳遞函數(shù)，則有

4 樣機(jī)研制與測試結(jié)果

根據(jù)車載電能變換器的設(shè)計(jì)方案，設(shè)計(jì)了一臺開關(guān)頻率為100 kHz、輸出功率為2 kW 試驗(yàn)樣機(jī)。樣機(jī)實(shí)物如圖10 所示， 該樣機(jī)體積約為全磚體積5.52 in3，功率密度為362.32 W/in3。

放電狀態(tài)下，在電池側(cè)輸入12～36 V，交流側(cè)接入額定負(fù)載24 Ω， 用數(shù)字電壓表測量輸出端電壓，輸入電流等參數(shù)，結(jié)果見表1，平均傳輸效率為95.5%。 測量隔離示波器中輸出波形如圖11 所示，計(jì)算可得輸出電壓總諧波THD 小于5%。

圖10 樣機(jī)實(shí)物Fig. 10 Photos of the prototype

表1 放電狀態(tài)測量參數(shù)Tab. 1 Measurement parameters in discharging state

圖11 輸出電壓波形Fig. 11 Waveform of output voltage

充電狀態(tài)下，輸入電壓為220 VAC、系統(tǒng)的開關(guān)頻率為100 kHz 的情況下，改變輸出電流設(shè)定值12～18 A，測量輸出端電壓、輸入電流等參數(shù)，結(jié)果見表2，計(jì)算出變換效率達(dá)到95%以上。 達(dá)到了實(shí)際車載雙向電能變換器的技術(shù)參數(shù)要求，實(shí)現(xiàn)了高效率充電的要求，同時(shí)減小了電流諧波對電網(wǎng)的影響，輸出直流電壓穩(wěn)定且紋波電壓小。

表2 充電狀態(tài)測量參數(shù)Tab. 2 Measurement parameters in charging state

5 結(jié)語

本文提出了一種輸出功率為2 kW、 開關(guān)頻率為100 kHz 的電動汽車車載雙向電能變換器的設(shè)計(jì)方案， 詳細(xì)分析了移相全橋零電壓開關(guān)電路和PWM 整流電路的工作原理和控制策略，并設(shè)計(jì)了1臺試驗(yàn)樣機(jī)。 通過對樣機(jī)測試結(jié)果分析，該車載雙向電能變換器充電模式下設(shè)定電流值恒流輸出，輸出電流紋波小于5%； 放電模式下， 輸出電壓恒為220 VAC，總諧波失真THD 小于5%。變換器的雙向變換效率大于90%，功率密度大于100 W/in3，具有高效率、高功率密度的特點(diǎn)，能夠有效實(shí)現(xiàn)電動汽車和電網(wǎng)之間能量的雙向流動。