李啟凡，石 勇，康家玉，馮浪浪

（陜西科技大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，西安 710021）

三電平DC-DC 變換器因其原邊開關(guān)器件電壓應(yīng)力是Vin/2，且具有均壓電路結(jié)構(gòu)簡單和軟開關(guān)特性較好等特點(diǎn)，而被廣泛應(yīng)用于三相功率因數(shù)校正后級變換器和直流微電網(wǎng)等場合。IGBT 器件因其較強(qiáng)的通流能力成為大功率三電平DC-DC 變換器的首選器件[1-3]。實(shí)際應(yīng)用中，三電平DC-DC 變換器中IGBT 器件的工作頻率較高，其寬負(fù)載范圍的軟開關(guān)技術(shù)是必須解決的關(guān)鍵問題[5-12]。

三電平DC-DC 變換器的軟開關(guān)技術(shù)可分為零電壓開關(guān)ZVS（zero-voltage switching）[4-7]和零電壓零電流開關(guān)ZVZCS（zero-voltage zero-current switching）[8-12]兩種主流方案，其中ZVZCS 電路因可有效降低IGBT 拖尾電流損耗和原邊換流損耗等優(yōu)點(diǎn)，成為大功率高壓直流變換場合的首選方案[3]。ZVZCS三電平直流變換器中，一部分原邊開關(guān)利用副邊電感儲能與換流器件電容的能量實(shí)現(xiàn)ZVS 開通，另一部分原邊開關(guān)因原邊電流被復(fù)位至0 而實(shí)現(xiàn)ZCS 關(guān)斷，與此同時(shí)原邊換流損耗和占空比丟失問題都優(yōu)于ZVS 電路[3-8]。目前主流的ZVZCS 電路有兩種：副邊鉗位電路型[8]和原邊鉗位電路型[9]。副邊鉗位電路型ZVZCS 變換器在變壓器副邊增加有源開關(guān)或二極管及鉗位電容組成鉗位網(wǎng)絡(luò)，在滯后橋臂換流時(shí)，鉗位電容電壓反射到變壓器原邊復(fù)位電流，該電路可有效減少占空比丟失現(xiàn)象[8-9]。研究表明，副邊鉗位電路型ZVZCS 變換器的主要問題是原邊開關(guān)器件承受較高的電流過沖及鉗位電容電流動態(tài)分布不均衡，上述因素導(dǎo)致該類電路不適用于大功率變換場合。原邊鉗位電路型ZVZCS 變換器在變壓器原邊串聯(lián)隔直電容，續(xù)流時(shí)利用隔直電容電壓復(fù)位原邊電流，利用二極管或者飽和電感限制反向電流[9-10]。原邊鉗位電路型ZVZCS 變換器的主要問題是隔直電容電壓紋波與整流二極管電壓應(yīng)力的折衷設(shè)計(jì)方法：一方面隔直電容電壓大范圍波動是快速復(fù)位電流的要求，另一方面電容電壓大范圍波動將嚴(yán)重影響系統(tǒng)效率并增加整流二極管的電壓應(yīng)力。因此，現(xiàn)有的原邊鉗位電路型ZVZCS變換器同樣不適用于大功率變換場合。文獻(xiàn)[13]指出隨著變換功率的增加，ZVZCS 變換器存在如電流復(fù)位困難、原邊器件電流過沖及整流二極管的電壓應(yīng)力增加等問題，如何克服這些困難是ZVZCS 三電平直流變換器亟待解決的關(guān)鍵問題。

針對上述問題，本文提出一種基于原邊可變電壓鉗位電路的三電平DC-DC 變換器，其原邊為4 個(gè)IGBT 串聯(lián)，飛跨電容與雙向開關(guān)串聯(lián)將2 只超前管和2 只滯后管的開關(guān)過程連接起來，超前管和滯后管的中點(diǎn)依次接隔直電容和變壓器，飛跨電容串聯(lián)雙向開關(guān)可防止電流復(fù)位后反向；副邊采用全波整流和LC 濾波結(jié)構(gòu)；鉗位電路輸入為母線電壓，經(jīng)由二極管組成的超前管與MOSFET 組成的滯后管形成的三電平電路后經(jīng)變壓器輸出，鉗位電路復(fù)位變壓器的輸出與主功率變壓器原邊串聯(lián)，在正常工作時(shí)復(fù)位變壓器原、副邊電壓為0，在電流復(fù)位階段變壓器兩端短時(shí)承受一定電壓應(yīng)力，變壓器伏秒積很低，因此復(fù)位變壓器體積遠(yuǎn)小于主功率變壓器。該變換器具有主開關(guān)器件軟開關(guān)負(fù)載范圍寬、鉗位電路變壓器體積小、原邊電流復(fù)位快、飛跨電容的電流應(yīng)力小、開關(guān)管電流分布均衡、副邊整流二極管電壓小和占空比丟失少等優(yōu)點(diǎn)，且鉗位電路開關(guān)管和雙向開關(guān)均可在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。本文分析了變換器的組成及工作原理和電路的基本特性，設(shè)計(jì)了6.5 kW 的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，理論與實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該電路工作原理正確，可正常工作。

1 電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1 是新型大功率ZVZCS 三電平DC-DC 變換器的電路拓?fù)?。原邊電路中：Vin為直流輸入電壓；VT1、VT2、VT3和VT4為原邊主開關(guān)器件；D1、D2、D3和D4為IGBT 反并聯(lián)二極管；C1和C4為IGBT 輸出結(jié)電容；Css為飛跨電容，與輸入母線電壓共同鉗位原邊開關(guān)器件電壓應(yīng)力；開關(guān)管Qa1和Qa2構(gòu)成的雙向開關(guān)與Css串聯(lián)，防止原邊電流復(fù)位后反向；Cbl為隔直電容，在電路的負(fù)半開關(guān)周期為負(fù)載提供能量；Lp為變壓器漏感。副邊電路中：Do1和Do2為副邊全波整流二極管；Lo和Co為輸出濾波電路；Ro為負(fù)載。原邊電壓可變鉗位電路輸入為直流母線電壓，Cin1和Cin2為分壓電容，采用二極管Dr3、Qr1、Dr4和Qr2所組成的開關(guān)網(wǎng)絡(luò)控制變壓器T2原邊電壓，功率傳輸時(shí)是壓vr1=0，電流復(fù)位時(shí)vr1=±Vin/2。k1為變壓器T1變比，k2為T2變比，Ts為周期，D 為占空比。

圖1 新型大功率ZVZCS 三電平DC-DC 變換器Fig.1 Novel high-power ZVZCS three-level DC-DC converter

2 工作原理分析

圖2 為本文所提變換器的典型波形，其中：VT1、VT2、VT3、VT4、Qr1、Qr2、Qa1和Qa2為開關(guān) 器件的驅(qū)動信號；vp為變壓器原邊電壓；ip為原邊電流；vr2為復(fù)位電路輸出電壓；iDo1和iDo2為整流二極管電流。

圖2 典型波形Fig.2 Typical waveforms

該電路拓?fù)浒雮€(gè)周期模態(tài)如圖3 所示。討論前，假設(shè)所有功率器件為理想器件，忽略驅(qū)動電壓上升時(shí)間；隔直電容較大，近似認(rèn)為其兩端電壓不變；濾波電感較大，可忽略電流紋波。

圖3 半個(gè)開關(guān)周期的模態(tài)Fig.3 Modes over one half of switching cycle

模態(tài)1[t0之前]：VT1和VT2開通，輸入電壓通過變壓器T1給負(fù)載供電，變壓器副邊Do1導(dǎo)通，原邊電流ip給隔直電容Cbl充電，由于Cbl很大，因此穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)=Vin/2，則ip為

變壓器兩端電壓vp為

復(fù)位電路Qr1和Qr2開通，電流ir=ip/k2，復(fù)位電路變壓器副邊電壓vr2=0，雙向開關(guān)Qa1和Qa2開通，飛跨電容上無電流通過。

模態(tài)2[t0～t2]：在t0時(shí)刻，VT1關(guān)斷，ip給C1充電，同時(shí)C4通過Css放電，變壓器原邊電壓線性下降。由于C1和C4減緩了上升速度，降低關(guān)斷損耗，VT1為ZVS 關(guān)斷，漏感Lp和濾波電感Lo串聯(lián)，儲能反射到變壓器原邊用于電容充放電，ip近似不變，類似于一個(gè)恒流源，其大小為

同時(shí)，ip給Cbl充電，C1電壓線性上升，C4電壓線性下降，即

在t1時(shí)刻，C1的電壓上升到Vin/2，C4的電壓下降到0，D4自然導(dǎo)通。該模態(tài)的持續(xù)時(shí)間為

由于D4導(dǎo)通，原邊電流緩慢減小，不足以提供負(fù)載所需電流，副邊整流二極管Do1和Do2同時(shí)導(dǎo)通。

模態(tài)3[t2～t3]：在t2時(shí)刻，由于D4已經(jīng)導(dǎo)通，C4電壓被鉗位在0，因此VT4為ZVS 開通，VT1與VT4的死區(qū)時(shí)間大于Δt0-1，保證VT4可ZVS 開通。同時(shí)Qa1和Qr2為ZVS 關(guān)斷，復(fù)位電路變壓器輸出電壓為

此時(shí)，變壓器漏感Lp兩端電壓為-vr2，電流ip線性減小，即

在此階段，ip流經(jīng)飛跨電容和雙向開關(guān)，由于ip受到反向電壓的作用，開始快速減小，變壓器副邊Do1和Do2仍同時(shí)導(dǎo)通，變壓器副邊電壓為0。這個(gè)模態(tài)結(jié)束電流復(fù)位至0，可得出電流ip復(fù)位至0 的時(shí)間為

模態(tài)4[t3～t4]：t3時(shí)刻，ip降為0，由于Qa1已經(jīng)關(guān)斷，因此ip復(fù)位至0 后不會反向增加。同時(shí)，復(fù)位電路輸出電壓vr2=0，變壓器原、副邊電壓均為0。變壓器副邊Do1和Do2同時(shí)導(dǎo)通，均分負(fù)載電流。

模態(tài)5[t4～t6]：在t4時(shí)刻，由于ip已經(jīng)復(fù)位至0，因此VT2為ZCS 關(guān)斷，同時(shí)Qa1和Qr2為ZCS 開通。短暫的延時(shí)后，在t5時(shí)刻，開通VT3，由于變壓器漏感作用，ip不能突變，VT3為ZCS 開通，儲存在Cbl中的能量為負(fù)載供電，副邊2 個(gè)二極管仍然同時(shí)導(dǎo)通，變壓器原、副邊電壓被鉗位在0。此時(shí)漏感兩端電壓為，ip開始反方向線性增加，即

變壓器副邊Do1上的電流開始減小，Do2上的電流開始增大。當(dāng)ip反方向增加到Io/k1時(shí)，此模態(tài)結(jié)束，該模態(tài)持續(xù)時(shí)間為

此時(shí)復(fù)位電路電流ir=-ip/k2，復(fù)位電路變壓器副邊電壓vr2=0，飛跨電容上無電流通過。

模態(tài)6[t6～t7]：從t6時(shí)刻開始，原邊為負(fù)載提供能量，同時(shí)給隔直電容反向充電。Do1關(guān)斷，所有的負(fù)載電流均流過Do2，在t7時(shí)刻，關(guān)斷VT3，開始負(fù)半周期，工作情況類似[t0～t6]。

3 電路特性分析

3.1 VT2 和VT4 的軟開關(guān)

開通時(shí)刻：VT2和VT4可實(shí)現(xiàn)零電壓開通，由于變壓器漏感和濾波電感的存在，其所儲存的能量足夠提供C2和C4充、放電過程所需要的能量，因此可在寬負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)ZVS 開通，即有

關(guān)斷時(shí)刻：以VT2為例分析。t2時(shí)刻起，VT4開通，Qr2關(guān)斷，變壓器原邊電壓已降至0，Qa1關(guān)斷，保證電流在復(fù)位至0 后不會反向增大，變壓器漏感Lp兩端電壓為-vr2，即

電流復(fù)位時(shí)間為

Treset的長短與最大有效占空比Deff、IGBT 拖尾電流的復(fù)位時(shí)間Tzcs和變壓器漏感造成的占空比丟失Dloss有關(guān)，可表示為

其中，Tzcs由IGBT 特性決定。由圖2 可知，Δt5-6為漏感造成的占空比丟失，由式（11）可得

則Deff與占空比D 之間滿足

將式（16）和式（17）代入式（15）可得Treset應(yīng)滿足

將式（18）代入式（14）可得復(fù)位電壓vr2滿足

3.2 VT1 和VT3 的軟開關(guān)

開通時(shí)刻：VT1和VT3開通時(shí)，由于Lp的存在，限制ip的變化率，使得ip從0 緩慢增長，因此VT1和VT3為ZCS 開通，實(shí)現(xiàn)了開通損耗最小。由于開通損耗取決于ip的增加速率和的降低速率，故VT1和VT3的驅(qū)動電路中，較小的驅(qū)動電阻和較大的漏感有利于降低該損耗，但是較大的Lp會延長原邊電流的復(fù)位時(shí)間，增加VT2和VT4零電流關(guān)斷的難度，因此變壓器漏感應(yīng)是原邊器件的ZVZCS和ZCZVS 軟開關(guān)狀態(tài)的折衷設(shè)計(jì)。

關(guān)斷時(shí)刻：當(dāng)VT1和VT3關(guān)斷時(shí)，由于結(jié)電容的存在，不會突變，因此VT1和VT3為ZVS關(guān)斷，C1和C3較大可降低關(guān)斷損耗，與此同時(shí)也不會增加VT2和VT3的零電流開通難度。

3.3 Qa1 和Qa2 的軟開關(guān)

開通時(shí)刻：Qa1和Qa2開通時(shí)變壓器T1原邊電流已經(jīng)復(fù)位至0，飛跨電容上無電流通過，因此Qa1和Qa2為ZCS 開通。

關(guān)斷時(shí)刻：由于Qa1和Qa2關(guān)斷時(shí)體二極管導(dǎo)通，Qa1和Qa2為ZVS 關(guān)斷。

3.4 Qr1 和Qr2 的軟開關(guān)

開通時(shí)刻：Qr1和Qr2開通前變壓器T1原邊電流已經(jīng)復(fù)位至0，復(fù)位電路中無電流通過，因此Qr1和Qr2為ZCS 開通。

關(guān)斷時(shí)刻：由于Qr1和Qr2的結(jié)電容因素，開關(guān)管兩端電壓不能突變，Qr1和Qr2為準(zhǔn)ZVS 關(guān)斷。

3.5 復(fù)位電路復(fù)位電壓的設(shè)計(jì)

復(fù)位電路在電路續(xù)流階段給漏感施加反向電壓，實(shí)現(xiàn)原邊電流的快速復(fù)位。由式（14）可得復(fù)位電壓為

由式（20）可知，復(fù)位電壓與主回路變壓器漏感、原邊電流及復(fù)位時(shí)間有關(guān)。因此可得在復(fù)位時(shí)間一定的條件下，復(fù)位電壓與主回路變壓器漏感和原邊電流的關(guān)系如圖4 所示。在變壓器漏感一定的條件下，復(fù)位電壓、復(fù)位時(shí)間和原邊電流的關(guān)系如圖5 所示。

由圖4 可知，當(dāng)復(fù)位時(shí)間一定時(shí)，若輸出電流和變壓器漏感較大，則所需的復(fù)位電壓越大。由圖5可知，當(dāng)變壓器漏感一定時(shí)，若要保證復(fù)位時(shí)間更快，則復(fù)位電壓需更大。在實(shí)際工作環(huán)境中，綜合上述分析，當(dāng)輸出功率、變壓器漏感及復(fù)位時(shí)間三者都滿足條件時(shí)，根據(jù)變換器滯后管的軟開關(guān)負(fù)載范圍可確定復(fù)位電壓。

圖4 復(fù)位電壓與電流和漏感變化Fig.4 Changes in voltage of reset with current and leakage inductance

圖5 復(fù)位電壓與電流和復(fù)位時(shí)間變化Fig.5 Changes in voltage of reset with current and time of reset

根據(jù)電路工作原理，可得輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系為

由式（16）可得丟失占空比為

實(shí)際輸出電壓為

根據(jù)輸入、輸出電壓設(shè)計(jì)可得主變壓器變比k1為

式中，Dmax為最大占空比，Dmax=0.7。

本樣機(jī)設(shè)計(jì)輸入電壓為560 V，輸出電壓為24 V，輸出電流為280 A，復(fù)位時(shí)間為1.5 μs，變壓器漏感為8 μH，由式（13）可知復(fù)位電路變壓器變比為

其中

將式（27）代入式（26）可得

主回路變壓器原邊電流ip為

將k1=8 代入式（30）可得

將k2=1.5 代入式（26）可得

由式（9）可得復(fù)位電壓為186.7 V 時(shí)所需的復(fù)位時(shí)間為

根據(jù)驅(qū)動時(shí)序設(shè)計(jì)，預(yù)留電流最大復(fù)位時(shí)間為3 μs，因此本文實(shí)驗(yàn)樣機(jī)可在規(guī)定的時(shí)間內(nèi)完成電流復(fù)位，原邊電流滿足復(fù)位條件。

3.6 復(fù)位電路變壓器體積

變壓器T2的原、副邊只在電流復(fù)位階段承受電壓，根據(jù)伏秒積公式可計(jì)算變壓器磁芯橫截面積，即

式中：V 為變壓器工作時(shí)的電壓，V；Ton為變壓器T2原、副邊電壓不為0 的時(shí)間，s；B 為磁芯磁感應(yīng)強(qiáng)度，Gs；N1為變壓器初級線圈最少匝數(shù)；K 為常數(shù)，用來統(tǒng)一單位；S2為變壓器磁芯的橫截面積，cm2，表示為

代入?yún)?shù)可得主回路變壓器T1和復(fù)位電路變壓器T2磁芯橫截面積與工作時(shí)間之間的關(guān)系，如圖6 所示。

由圖6 可得，當(dāng)變壓器工作時(shí)間Ton相同時(shí)，主回路變壓器T1磁芯橫截面積大于復(fù)位電路變壓器T2的橫截面積。根據(jù)本文電路的工作原理可知，主電路變壓器的Ton遠(yuǎn)大于復(fù)位電路變壓器的Ton，因此主變壓器磁芯橫截面積必然遠(yuǎn)大于復(fù)位電路。通過具體計(jì)算驗(yàn)證2 個(gè)變壓器磁芯橫截面積的關(guān)系。

圖6 磁芯橫截面積與時(shí)間的關(guān)系Fig.6 Relationship between core cross-sectional area and time

在輸入電壓一定的條件下，計(jì)算復(fù)位電路變壓器T2磁芯橫截面積，其中V=280 V，N1=5，由式（33）可知復(fù)位時(shí)間Ton=1.44 μs，常數(shù)K=1。取磁感應(yīng)強(qiáng)度為0.2 T，可得變壓器T2磁芯橫截面積為

計(jì)算主電路變壓器T1磁芯橫截面積，其中V=280 V，Ton=20 μs，N1=8，常數(shù)K=1，取磁感應(yīng)強(qiáng)度為0.2 T，可得變壓器T1磁芯橫截面積為

由式（36）和式（37）可知，S1約為S2的8.7 倍，因此復(fù)位電路變壓器體積遠(yuǎn)小于主回路變壓器。

3.7 對比分析

為進(jìn)一步說明本文電路的優(yōu)缺點(diǎn)，選取文獻(xiàn)[13]的電路進(jìn)行比較研究。本文電路最大的優(yōu)點(diǎn)在于原邊電流的復(fù)位電壓不增加主功率器的電壓和電流應(yīng)力，且復(fù)位作用的強(qiáng)弱可依據(jù)需要通過復(fù)位變壓器變比調(diào)節(jié)。文獻(xiàn)[13]電路仍采用隔直電容提供原邊電流復(fù)位電壓，一方面復(fù)位電壓增加整流二極管的電壓應(yīng)力，另一方面復(fù)位電壓的幅值可設(shè)計(jì)自由度較小，使該電路難以應(yīng)用到大功率場合。

1）整流二極管的應(yīng)力比較

本文電路的整流二極管電壓應(yīng)力小于文獻(xiàn)[13]電路的。文獻(xiàn)[13]電路的整流二極管電壓應(yīng)力為

式中：Vin為輸入電壓；kt為變壓器變比；為隔直電容最大電壓。整流二極管上的附加電壓應(yīng)力為vRD_ADD，由允許的最大負(fù)載電流所決定，表示為

式中，Treset為最大復(fù)位時(shí)間。將式（40）代入式（39）可得

文獻(xiàn)[13]中kt=8，Treset=6 μs，可得vRD_ADD與變壓器漏感Lp和負(fù)載Iomax電流之間的關(guān)系如圖7 所示。

圖7 Iomax 與Lp、vRD_ADD 的關(guān)系Fig.7 Relationship among Iomax,Lp,and vRD_ADD

由圖7 可知，當(dāng)變壓器漏感一定時(shí)，負(fù)載電流越大，整流二極管所承受的附加電壓越大，整流二極管電壓應(yīng)力會隨著負(fù)載電流的增加而增加。

本文所提電路拓?fù)湔鞫O管的電壓應(yīng)力為

由圖7 和式（41）可得，隨著負(fù)載電流Iomax的增加，文獻(xiàn)[13]整流二極管的電壓應(yīng)力明顯增加。

圖8 為仿真驗(yàn)證結(jié)果，在輸出電流280 A 條件下，文獻(xiàn)[13]整流二極管電壓應(yīng)力比本文電路高45 V；在輸出電流550 A 條件下，文獻(xiàn)[13]整流二極管電壓應(yīng)力比本文電路的高90 V。綜上所述，本文電路具有副邊整流二極管電壓應(yīng)力小的特點(diǎn)。

圖8 整流二極管電壓應(yīng)力仿真對比Fig.8 Simulation comparison of voltage stress of rectifier diode

2）復(fù)位電路通態(tài)損耗比較

文獻(xiàn)[13]中MOSFET 串聯(lián)雙向開關(guān)Sa3和Sa4（與本文Qa1和Qa2相同）只在電流復(fù)位階段參與電路工作，在正常工作階段Sa3和Sa4上沒有電流通過，因此通態(tài)損耗較小。本文電路中Qr1和Qr2在功率傳輸階段存在環(huán)流ir，因此通態(tài)損耗較大。

4 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

實(shí)驗(yàn)裝置使用的主要開關(guān)器件型號和設(shè)計(jì)參數(shù)分別如表1 和表2 所示。

表1 器件型號Tab.1 Types of devices

表2 設(shè)計(jì)參數(shù)Tab.2 Design parameters

圖9 為實(shí)驗(yàn)波形。圖9（a）為變壓器原邊電壓和原邊電流波形，功率傳輸階段，變壓器原邊電壓約±280 V，原邊電流約±33 A，原邊電流的變化率由輸出濾波電感決定，變壓器漏感在續(xù)流初始階段承受反向電壓，導(dǎo)致原邊電流迅速復(fù)位，復(fù)位電壓的大小與復(fù)位電路變壓器T2的匝比有關(guān)；圖9（b）為整流二極管電壓和電流波形，此時(shí)整流二極管承受電壓為70 V，整流二極管電壓應(yīng)力不因復(fù)位電路的加入而增大；圖9（c）為VT4的柵極和發(fā)射極之間的電壓、集電極和發(fā)射極之間的電壓與電流，可以看出，VT4可實(shí)現(xiàn)零電壓開通，零電流關(guān)斷，圖中VT4電壓上升時(shí)刻出現(xiàn)的電流為結(jié)電容和吸收電路的充電電流；圖9（d）為VT3的柵極和發(fā)射極之間的電壓，集電極和發(fā)射極之間的電壓與電流，可以看出，VT3可實(shí)現(xiàn)等效零電流開通，等效零電壓關(guān)斷；圖9（e）為復(fù)位電路Qr2的柵源極間的電壓、漏源極間的電壓與電流，可以看出，Qr2可實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷，零電流開通。圖9（f）為復(fù)位電路變壓器原邊電壓和電流，在電流復(fù)位階段，復(fù)位電路產(chǎn)生反向電壓使得電流快速復(fù)位，與圖9（b）結(jié)合可知，復(fù)位電壓不會增加整流二極管電壓應(yīng)力。圖9（g）為隔直電容兩端電壓，隔直電容在一個(gè)工作周期內(nèi)充、放電維持電荷平衡，其電壓穩(wěn)定在280 V。圖9（h）為飛跨電容兩端電壓，在一個(gè)周期內(nèi)，其平均電壓可穩(wěn)定在280 V。

圖9 實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Experimental waveforms

圖10 為電路的PSIM 仿真波形。對比圖9 與圖10 可知，實(shí)驗(yàn)與仿真結(jié)果基本符合。

圖10 仿真波形Fig.10 Simulation waveforms

圖11 給出在負(fù)載電阻為0.085 Ω 的條件下，效率曲線隨輸入電壓變化的趨勢，實(shí)驗(yàn)裝置最高效率為95.6%。

圖11 效率曲線Fig.11 Efficiency curve

5 結(jié)論

本文提出一種新型大功率ZVZCS 三電平DCDC 變換器，在變壓器原邊電路增加復(fù)位電壓可變鉗位電路實(shí)現(xiàn)原邊電流有效復(fù)位，該電路克服現(xiàn)有ZVZCS 變換器的問題，具有主開關(guān)器件軟開關(guān)負(fù)載范圍寬、復(fù)位電壓不影響主功率器件的電壓和電流應(yīng)力等特點(diǎn)，因此適用于大功率應(yīng)用場合。通過分析和實(shí)驗(yàn)可得以下結(jié)論：

（1）復(fù)位電壓可變鉗位電路工作原理正確，原邊開關(guān)器件在寬負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，所有輔助開關(guān)全負(fù)載范圍實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。

（2）鉗位電路的變壓器原、副邊只在電流復(fù)位階段承受電壓，因此其體積遠(yuǎn)小于主回路變壓器。

（3）負(fù)載電流增大時(shí)，整流二極管的電壓應(yīng)力不受復(fù)位電壓影響。