胡宇婷，諶 思，羅全明

（輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國家重點實驗室（重慶大學(xué)），重慶 400044）

隨著光伏產(chǎn)業(yè)的不斷發(fā)展，對其系統(tǒng)內(nèi)部能量變換的研究越來越受到重視。在一般的采用兩級式發(fā)電系統(tǒng)中包括兩級功率變換單元，分別是前級DC/DC 直流變換單元以及后級DC/AC 逆變單元[1-3]。前級直流變換單元連接的光伏電池單元與直流母線，其中光伏電池單元輸出電壓較低，而直流母線電壓較高。傳統(tǒng)的升壓電路如Boost 變換器已不能滿足該應(yīng)用場合對光伏電池輸出低壓到直流母線高壓變換的需求[4-10]。因此，研究者們對可以實現(xiàn)高增益變換的變換器進行研究，提出了大量的高增益變換器。

文獻[11]提出了Boost 級聯(lián)型變換器，該變換器增益為級聯(lián)單元增益的乘積，拓撲中開關(guān)均工作于硬開關(guān)狀態(tài)，開關(guān)過程損耗較大，后級電路開關(guān)直接承受母線電壓，電壓應(yīng)力較高，因此該拓撲更適用于中小功率應(yīng)用等級；文獻[12]提出帶有有源箝位的耦合電感型拓撲，有效抑制電壓尖峰的產(chǎn)生，但耦合電感設(shè)計較為復(fù)雜，為得到更高的增益其體積也較大；文獻[13]提出了一種帶倍壓單元的升壓拓撲，該拓撲通過電容與二極管的組合使變換器增益實現(xiàn)倍增，且開關(guān)電壓應(yīng)力降低為傳統(tǒng)拓撲的一半，雖然存在部分開關(guān)的硬開關(guān)問題，該倍壓組合依舊是相對簡單高效的提高增益的方式。

本文基于硬開關(guān)問題的解決思路以及倍壓單元的引入，提出一種高效率、高增益直流變換器。首先對其進行拓撲推演、工作原理分析以及性能特點分析，最后通過實驗驗證該拓撲的性能。

1 拓撲推演

為得到高增益升壓電路，現(xiàn)對傳統(tǒng)Boost 升壓電路進行分析。圖1 為傳統(tǒng)同步整流Boost 變換器電路，開關(guān)管S1和S2為互補導(dǎo)通。為針對硬開關(guān)問題提出解決方案，對其開關(guān)過程進行進一步分析。開關(guān)管S1關(guān)斷后，電感電流通過S2體二極管續(xù)流，此時施加驅(qū)動信號則可以實現(xiàn)S2的零電壓開通。而當(dāng)開關(guān)管S2關(guān)斷時，電感電流無法通過S1的體二極管續(xù)流，因此S1工作于硬開關(guān)狀態(tài)。

圖1 傳統(tǒng)同步整流Boost 變換器Fig.1 Conventional synchronous rectified Boost converter

為了實現(xiàn)開關(guān)管S1的軟開關(guān)，可以在開關(guān)管S1、S2與電感L 的公共點A 處，添加一條輔助電流支路ia，使得電感電流有機會由S1體二極管續(xù)流，輔助支路添加示意如圖2 所示。

輔助支路的構(gòu)成如圖2（b）所示。圖2（b）為S1軟開關(guān)的具體實現(xiàn)方案：在S2斷開、S1尚未開通之前，輔助電流ia和電感電流iL之差對開關(guān)管S1寄生電容放電、充電。當(dāng)電容放電完畢時，S1體二極管導(dǎo)通，此時S1兩端電壓近似為0，則S1實現(xiàn)零電壓開通。

圖2 輔助支路添加示意Fig.2 Schematic of adding auxiliary branch

將上述軟開關(guān)思路以及文獻[13]里的倍壓單元與升壓整流電路進行組合，即得到本文所提高增益軟開關(guān)直流變換器。該拓撲的組成如圖3 所示，其中軟開關(guān)單元的電容與倍壓單元的電容合并為圖3 中的電容C1。

圖3 單向高增益軟開關(guān)直流變換器Fig.3 Single-direction high-gain soft-switching DC/DC converter

2 工作原理

本文提出的高增益DC/DC 變換器中，同步整流單元包括電感L、同步整流開關(guān)S1和S2；軟開關(guān)單元包括輔助實現(xiàn)軟開關(guān)的電感La和C1；倍壓單元包括電容C1和C2及二極管D1和D2。詳細分析在一個開關(guān)周期內(nèi)變換器的9 個開關(guān)模態(tài)，各開關(guān)模態(tài)的等效電路及主要波形分別如圖4 和圖5 所示。圖4 中標(biāo)識了電流的實際方向，其中各元件電流參考方向如圖3 所示，電壓與電流的參考方向一致。

圖5 在一個開關(guān)周期內(nèi)的工作波形Fig.5 Operation waveforms during one switching period

（1）開關(guān)模態(tài)1[t0～t1]：如圖4（a）所示，在t0時刻之前，開關(guān)S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷，輔助電感電流流經(jīng)二極管D1，La承受的電壓小于0，電流不斷減小，在t0時刻減小至0。因此，在t0時刻由0開始負向線性增大，流經(jīng)二極管D1的電流換向至二極管D2。L 兩端的電壓為Vin，iL線性增大。至t1時刻，開關(guān)S1斷開，模態(tài)1 結(jié)束。模態(tài)1 的方程為

圖4 各開關(guān)模態(tài)等效電路Fig.4 Equivalent circuit in each switching mode

（2）開關(guān)模態(tài)2[t1～t2]：如圖4（b）所示，在t1時刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，外部電流對充電、放電，直至t2時刻兩端電壓上升至兩端電壓下降至0，即分別完成充放電，此工作模態(tài)結(jié)束。由于此模態(tài)過程短暫，因此可認為電感電流變化斜率在此模態(tài)中近似不變。

（3）開關(guān)模態(tài)3[t2～t3]：如圖4（c）所示，由于在上一時刻兩端電壓下降至0，t2時刻S2體二極管開始導(dǎo)通。此時由于二極管導(dǎo)通，S2兩端近似為零電壓，此時施加驅(qū)動信號于S2即可實現(xiàn)其零電壓開通。在該模態(tài)中，L 兩端的電壓為Vin+-Vo，iL開始線性下降；La兩端電壓為由負值線性下降。t3時刻，開關(guān)管S2導(dǎo)通，變換器進入下一個工作模態(tài)。

（4）開關(guān)模態(tài)4[t3～t4]：如圖4（d）所示，t3時刻S2零電壓開通，其電流大小為iL與之和，方向與參考方向相反，iL與保持上一模態(tài)的斜率線性變化。在t4時刻，從負向減小至0，二極管D2實現(xiàn)了零電流關(guān)斷，至此模態(tài)4 結(jié)束。模態(tài)4 的方程為

（5）開關(guān)模態(tài)5[t4～t5]：如圖4（e）所示，在t4時刻，二極管D2關(guān)斷、D1導(dǎo)通，同時La中的電流改變方向。輸入電感L 的端電壓保持不變，iL繼續(xù)線性下降；輔助電感La的端電壓變?yōu)?，電流? 開始線性上升。流經(jīng)開關(guān)管S2的電流即和iL之差開始由負值逐漸減小，至t5時刻電流下降至0，模態(tài)5 結(jié)束。模態(tài)5 的方程為

（6）開關(guān)模態(tài)6[t5～t6]：如圖4（f）所示，在t5時刻，開關(guān)管S2中的電流改變方向，從0 開始正向增長。各開關(guān)管與二極管導(dǎo)通關(guān)斷狀態(tài)與上一工作模態(tài)一致，各電感電流的變化斜率不變。至t6時刻，開關(guān)管S2關(guān)斷，變換器進入下一工作模態(tài)。

（7）開關(guān)模態(tài)7[t6～t7]：如圖4（g）所示，在t6時刻，開關(guān)管S2關(guān)斷，外部電流對電容放電、充電。至t7時刻S1端電壓下降至0，S2端電壓上升至Vo-，此工作模態(tài)結(jié)束。由于此工作模態(tài)時間很短，可近似認為電感電流變化斜率在此工作模態(tài)中不變。

（8）開關(guān)模態(tài)8[t7～t8]：如圖4（h）所示，由于S1兩端電壓在前一模態(tài)下降至0，t7時刻S1體二極管開始導(dǎo)通。在此工作模態(tài)中，輸入電感L 兩端電壓變?yōu)閂in，iL開始線性上升；輔助電感La的端電壓變?yōu)殚_始正向線性減小。至t8時刻，開關(guān)管S1驅(qū)動導(dǎo)通，此工作模態(tài)結(jié)束。

（9）開關(guān)模態(tài)9[t8～t9]：如圖4（i）所示，由于保持導(dǎo)通，開關(guān)S1兩端電壓近似為0，t8時刻S1零電壓導(dǎo)通。此模態(tài)中電感電流變化斜率不變。至t9時刻，電流減小為0，二極管D1零電流關(guān)斷，此工作模態(tài)結(jié)束，同時變換器結(jié)束了一個開關(guān)周期，即將進入下一個開關(guān)周期。模態(tài)9 的方程為

3 性能分析

進一步分析上述高增益軟開關(guān)直流變換器的性能，主要包括電壓增益、半導(dǎo)體元件電壓應(yīng)力和軟開關(guān)工作條件。

3.1 電壓增益

由于死區(qū)時間很短，為了簡化性能分析過程，現(xiàn)將死區(qū)時間忽略不計，變換器的主要工作波形如圖6 所示。

圖6 中：d1為輔助電感La電流從正向峰值減小歸零的時間間隔，d2為從負向峰值減小歸零的時間間隔，D 為占空比，Ts為開關(guān)周期。

圖6 變換器主要工作波形Fig.6 Main operation waveforms of the converter

由變換器的工作模態(tài)分析，并且根據(jù)輸入電感L 的伏秒平衡原理，可以得到

同理，根據(jù)輔助電感La的伏秒平衡原理，可以得到

由式（8）和式（9）可以得到

將式（10）代入式（11），可得

根據(jù)圖6 中輔助電感La的電壓和電流，可知La的電流峰值為

由工作模態(tài)分析可知，穩(wěn)態(tài)時，二極管D1和D2在一個開關(guān)周期內(nèi)的電流平均值等于負載電流，即

將式（14）代入式（16），可以得到

將式（10）和式（12）代入式（17），可得電壓增益為

式中，R 為負載。令Δd=d1-d2，由于占空比D?Δd，因此式（18）可簡化為

聯(lián)立式（13）和式（15）解得

將式（12）代入式（20），可以得到

由于占空比D>>Δd，且M=Vo/Vin，因此式（21）也可表示為

同理可得

將式（23）代入式（19），可以得到

化簡式（24）可得

由式（26）可以看出，該變換器的電壓增益的大小取決于占空比D、輔助電感La、開關(guān)周期Ts以及負載R。

當(dāng)2La=α 時，式（26）可化簡為

由上述分析可知，在不影響變換器正常工作的前提下，通過合理設(shè)計輔助電感La，本文所構(gòu)建拓撲的電壓增益可近似達到基本Boost 變換器電壓增益的2 倍。

3.2 電壓應(yīng)力

由變換器工作模態(tài)分析可以得到開關(guān)管S1、S2的電壓應(yīng)力為

二極管D1和D2的電壓應(yīng)力可以表示為

由式（28）、式（29）可知，開關(guān)管S1、S2的電壓應(yīng)力和二極管D1、D2的電壓應(yīng)力均等于Vin/（1-D），相比于傳統(tǒng)Boost 變換器，當(dāng)輸出電壓相同時，本文所提出的拓撲其電壓應(yīng)力約為傳統(tǒng)Boost 變換器開關(guān)器件電壓應(yīng)力的一半。因此可選擇額定電壓較低的開關(guān)器件，從而降低開關(guān)損耗，減小元件體積，提高變換器轉(zhuǎn)換效率。

3.3 軟開管工作條件

傳統(tǒng)旅游消費形式將因80后、90后成為消費主力的更替和收入水平的不斷提高而發(fā)生巨大的變化。未來一定時期內(nèi)廣大游客對旅游目的地產(chǎn)品的質(zhì)量和服務(wù)要求越來越高，對旅游的舒適度和品質(zhì)化要求也會進一步凸顯。旅游者的不同國度、不同文化背景、不同消費動機等等，都使中高端游將成為新時代旅游消費的突出特征，為此，建構(gòu)高質(zhì)量的旅游產(chǎn)品和服務(wù)體系，培養(yǎng)個性化服務(wù)人才是新時代我國旅游專業(yè)人才培養(yǎng)的必然要求。

在t6時刻，開關(guān)管S2關(guān)斷，變換器進入死區(qū)時間。電流iL和電流之差對開關(guān)管S1的并聯(lián)寄生電容放電，同時對開關(guān)管S2的并聯(lián)寄生電容充電。因此要實現(xiàn)開關(guān)管S1零電壓導(dǎo)通，須滿足輔助電感La和輸入電感L 的能量之差大于并聯(lián)寄生電容完成充放電所需要的能量，從而使得在開關(guān)管S1導(dǎo)通之前，其上反并聯(lián)寄生二極管處于續(xù)流導(dǎo)通狀態(tài)，則有

且在t8時刻，電流iL和電流之差仍須滿足iL（t8）-≤0 才能保證在續(xù)流過程結(jié)束之前，開關(guān)管驅(qū)動導(dǎo)通，避免并聯(lián)寄生電容再次充電使其無法實現(xiàn)零電壓導(dǎo)通。

由式（30）可知，當(dāng)輔助電感La很小或者輸入電感L 很大，亦或電路輕載時，都可能無法滿足開關(guān)管S1實現(xiàn)零電壓導(dǎo)通的條件，因此增大輔助電感La或者減小輸入電感L 均有助于開關(guān)管S1實現(xiàn)零電壓導(dǎo)通。

3.4 損耗分析

電力電子變換器的損耗主要分為功率變換部分損耗和控制部分損耗，其中功率變換部分損耗占主要部分。其中功率部分損耗主要為各電路元件的損耗，在本文提出的變換器中具體表現(xiàn)為開關(guān)管損耗、二極管損耗及磁性元件損耗。由于該變換器開關(guān)管均實現(xiàn)零電壓開通，所以開關(guān)管損耗僅計算導(dǎo)通損耗及關(guān)斷損耗。開關(guān)管S1導(dǎo)通損耗與關(guān)斷損耗分別為

同理可得開關(guān)管S2導(dǎo)通損耗與關(guān)斷損耗分別為0.71 W 與1 W。由于變換器中二極管實現(xiàn)了零電流開通關(guān)斷，所以僅計算二極管導(dǎo)通損耗PD_con，計算公式為

磁性元件La損耗主要包括磁芯損耗（鐵損）和繞組損耗（銅損），其峰值磁通計算為

查閱磁芯材料手冊可得該峰值磁通對應(yīng)的磁芯比損耗為30 mW/cm3，可得La的鐵損與銅損分別為

同理可得L1的鐵損與銅損分別為0.12 W 與5.20 W。估算得高增益軟開關(guān)變換器總損耗為17.36 W，同理可計算出添加輔助電感La前變換器各部分損耗。

圖7 為添加輔助電感前與添加輔助電感后損耗分布。其中，有輔助電感La電路即為本文提出的高增益軟開關(guān)直流變換器，無輔助電感La電路即為Boost 同步整流與倍壓電路組合所得高增益直流變換器。可以看出，添加輔助電感后由于S1實現(xiàn)零電壓開通使開關(guān)管損耗降低，添加的輔助電感使電感總損耗增加。但由于減少的開通損耗比增加的輔助電感損耗多，相比同類型高增益變換器，本文提出的高增益軟開關(guān)變換器總損耗有所降低。

圖7 損耗分布Fig.7 Distribution of loss

4 實驗研究

為了驗證上述工作原理及性能分析的正確性，搭建了250 W 的實驗平臺進行實驗驗證。本文實驗參數(shù)如表1 所示。

表1 拓撲實驗參數(shù)Tab.1 Experimental parameters of topology

圖8 為主開關(guān)管S1驅(qū)動信號、輸入電壓Vin、輸出電壓Vo以及電容C1、C2電壓的實驗波形。從圖8（a）可以看出，該變換器可實現(xiàn)輸入48 V 到輸出380 V 轉(zhuǎn)換，并且占空比D 約為0.75；由圖8（b）可知，電容電壓均在180～190 V之間，約為輸出電壓Vo的一半，且略大于，與理論分析一致。

圖8 開關(guān)管S1 驅(qū)動、輸入電壓Vin、輸出電壓Vo、電容電壓和實驗波形Fig.8 Experimential waveforms of ,Vin,Vo, and VC

圖9 給出了開關(guān)管S1的驅(qū)動信號、電壓以及開關(guān)管S2的驅(qū)動信號和電壓的實驗波形。

圖9 和及和實驗波形Fig.9 Experimential waveforms of ,and

從圖9 可以看出，開關(guān)管S1和S2在對應(yīng)驅(qū)動信號到來之前，其端電壓均先降為0，開關(guān)管均實現(xiàn)了零電壓開通。開關(guān)管S1和S2的電壓應(yīng)力均接近190 V，遠小于輸出電壓，與原Boost 變換器相比，在輸出電壓相同的條件下，該變換器開關(guān)管的電壓應(yīng)力得到了顯著降低，與理論分析一致。

圖10 為變換器二極管D1、D2的電壓實驗波形。從圖10 中可以看出，這2 個二極管的電壓應(yīng)力約為185 V，約為輸出電壓的一半，與原Boost變換器相比，當(dāng)輸出電壓相同時，二極管的電壓應(yīng)力明顯降低，與理論分析一致。

圖10 二極管D1、D2 電壓實驗波形Fig.10 Experimential waveforms of and

圖11 給出了在輸入電壓為48 V、輸出電壓為380 V 不變，輸出功率Po在50～250 W 之間變化時所提變換器的效率曲線。從圖11 中可以得出，在輸出功率為150 W 時，變換器達到其最大效率92.48%；滿載時其效率約為92%，與前述估算所得損耗分析結(jié)果一致。

圖11 效率曲線Fig.11 Efficiency curve

5 結(jié)論

本文從傳統(tǒng)同步整流電路出發(fā)，針對開關(guān)管硬開關(guān)的問題提出了解決方案，并結(jié)合倍壓電路單元提出了一種新型高增益軟開關(guān)直流變換器，并對該變換器進行了拓撲推演、工作原理闡述、性能分析。實驗結(jié)論如下：

（1）在48～380 V 的轉(zhuǎn)換中，占空比有效控制在非極限占空比范圍內(nèi)；

（2）開關(guān)管均實現(xiàn)了零電壓開通，有利于降低開關(guān)損耗，提高變換效率；

（3）半導(dǎo)體器件電壓應(yīng)力均約為輸出電壓的一半，有利于選擇導(dǎo)通電阻較小的器件，減少導(dǎo)通損耗。