李洪珠,劉飛揚(yáng),李洪璠
(1.遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院,葫蘆島 125105;2.三亞學(xué)院理工學(xué)院,三亞 572022)
隨著光伏發(fā)電、燃料電池等新型能源在并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中的廣泛應(yīng)用,高增益DC-DC 變換器成為電力電子領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)之一[1-2]。在光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中需要將多個光伏電源并聯(lián)在公共母線上,供給并網(wǎng)逆變器等直流負(fù)載使用;使用傳統(tǒng)單輸入直流變換器,其結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜且成本較高。采用多輸入變換器代替多個單輸入直流變換器可以簡化電路,減低成本。因此國內(nèi)外對應(yīng)用于多輸入DC-DC變換器進(jìn)行了大量研究,并取得了較多成果[3-6]。
文獻(xiàn)[7]提出了一種新型雙輸入變換器,可以實(shí)現(xiàn)輸入電源的靈活切換,但其開關(guān)管較多;文獻(xiàn)[8]提出了一種新型雙輸入Buck-Boost 直流變換器,但其電壓增益較低;文獻(xiàn)[9]提出了一種基于倍壓單元的雙輸入變換器,簡化了變換器結(jié)構(gòu),但其二極管數(shù)量較多。在變換器中應(yīng)用變壓器或耦合電感是目前研究的熱點(diǎn)之一[10-11]。耦合電感高增益變換器具有電路結(jié)構(gòu)簡單,通過增加耦合電感匝比可以大幅度提高變換器電壓增益的優(yōu)點(diǎn)[12-13]。
通過對文獻(xiàn)的研究結(jié)合耦合電感的優(yōu)點(diǎn),本文提出一種具有高增益低電壓應(yīng)力的雙輸入DC-DC變換器。該拓?fù)渫ㄟ^控制開關(guān)管的關(guān)斷可以實(shí)現(xiàn)輸入電源的接入和切除;通過改變耦合電感匝比提高變換器的電壓增益,使其具有更寬的電壓調(diào)節(jié)范圍;應(yīng)用三電平結(jié)構(gòu)大幅降低開關(guān)管和二極管電壓應(yīng)力。給出變換器主要工作波形和等效電路,分析變換器主要性能。并通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證理論分析的正確性。
變換器拓?fù)淙鐖D1 所示,此拓?fù)溆? 個上下對稱的耦合電感Boost 變換器組成。一部分在上(電感L1、L2),另一部分在下(電感L3、L4),L1和L2、L3和L4均為正向磁耦合,三電平電容C1、C2串聯(lián)并聯(lián)在輸出端。為方便分析,假設(shè)開關(guān)管和二極管為理想器件,忽略C1、C2上電壓脈動,變換器工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)CCM(continuous conduction mode),不考慮耦合電感漏感的影響。
圖1 耦合電感雙Boost 拓?fù)渥儞Q器Fig.1 Coupled inductor dual-Boost topology converter
當(dāng)變換器在只有一個輸入電源時(shí),其工作模式與帶抽頭的耦合電感Boost 電路工作原理相同,以Ui1作為單一輸入源為例,一個周期共有2 個工作模態(tài),主要工作波形及各模態(tài)等效電路如圖2 和圖3 所示。
圖2 單輸入模式變換器主要工作波形Fig.2 Main working waveforms of converter in singleinput mode
圖3 單輸入各模態(tài)等效電路Fig.3 Equivalent circuit in each single-input mode
工作模態(tài)1[t0~t1]:在t0時(shí)刻,開關(guān)管S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷;二極管VD1、VD2、VD4關(guān)斷,VD3導(dǎo)通;電感L1開始儲能,電流線性上升;電感L2的同名端電壓為正,二極管VD1截止;電感L2、L3、L4中電流為0,電容C1通過二極管VD3為負(fù)載提供能量。
工作模式2[t1~t2]:在t1時(shí)刻,開關(guān)管S1關(guān)斷、S2關(guān)斷;二極管VD2、VD4關(guān)斷;電感L1中的電流開始下降,電感L2的異名端電壓為正,二極管VD1、VD3導(dǎo)通;耦合電感L1、L2和電源串聯(lián)對負(fù)載供電,同時(shí)對電容C1充電,一直到t2時(shí)刻結(jié)束,進(jìn)入下一個周期。
在雙輸入工作狀態(tài)下,變換器存在開關(guān)管交錯導(dǎo)通和同時(shí)導(dǎo)通與關(guān)斷2 種工作模式[14],且2 種模式的電壓增益及應(yīng)力相同。本文的理論分析采用交錯導(dǎo)通控制模式,在此模式下,輸出電壓紋波較小,可以使用較小的濾波電容,減小電容體積。
在實(shí)際應(yīng)用中為了達(dá)到所需要的電壓增益,占空比D 一般大于0.5,因此本文以D>0.5 進(jìn)行分析。開關(guān)管在交錯導(dǎo)通工作模式時(shí),變換器在一個工作周期內(nèi)共有4 個工作模態(tài),主要工作波形及各模態(tài)等效電路如圖4 和圖5 所示。
圖4 雙輸入模式變換器主要工作波形Fig.4 Main working waveforms of converter in dualinput mode
圖5 雙輸入模式各模態(tài)等效電路Fig.5 Equivalent circuit in each dual-input mode
工作模態(tài)1[t0~t1]:在t0時(shí)刻,開關(guān)管S1、S2導(dǎo)通,二極管VD1、VD2、VD3、VD4截止;電感L1、L3儲能,電流線性上升,一直到t1時(shí)刻iL3達(dá)到最大值;根據(jù)耦合關(guān)系,電感L2、L4的同名端電壓為正,電感L2、L4中電流為0;電容C1、C2串聯(lián)為負(fù)載提供能量。
工作模態(tài)2[t1~t2]:在t1時(shí)刻,開關(guān)管S1導(dǎo)通,S2關(guān)斷,二極管VD1、VD2、VD3截止,VD4導(dǎo)通,電感L1中的電流繼續(xù)上升,電感L2中電流為0;耦合電感L3和L4與電源Ui2和電容C1串聯(lián)對負(fù)載供電,同時(shí)為電容C2充電。
工作模態(tài)3[t2~t3]:在t2時(shí)刻,開關(guān)管S1、S2導(dǎo)通,電感L1、L3儲能,電流線性上升,一直到t3時(shí)刻電感L1電流達(dá)到最大值,其等效電路和模態(tài)1 相同。
工作模態(tài)4[t3~t4]:在t3時(shí)刻,開關(guān)管S2導(dǎo)通,S1關(guān)斷,二極管VD2、VD3、VD4截止,VD1導(dǎo)通;電感L4中的電流繼續(xù)上升,電感L3中電流為0;耦合電感L1和L2與電源Ui1和電容C2串聯(lián)對負(fù)載供電,同時(shí)為電容C2充電。一直到t4時(shí)刻結(jié)束,進(jìn)入下一個周期。
設(shè)L2與L1匝比為N1,L4與L3匝比為N2。
以Ui1為單一輸入電源為例,在電感L1、L2全耦合情況下,根據(jù)磁路定理,電感量和匝數(shù)關(guān)系為
由于L1和L2為帶中心抽頭的耦合電感,因此模態(tài)2 時(shí)存儲在電感L1中的能量一部分通過磁耦合關(guān)系由電感L2釋放,另一部分通過電路連接關(guān)系由其自身釋放,因此耦合電感可以等效為一個電感Leq1釋放能量。推導(dǎo)耦合電感L1、L2的串聯(lián)等效電感Leq1表達(dá)式為
由圖2 所示,在開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)刻,電感L1的電流各有一個突變的過程,這個過程是2 個模態(tài)切換瞬間等效電感變化造成的。設(shè)L1在開關(guān)管導(dǎo)通前后時(shí)刻的電流分別為,在開關(guān)管關(guān)斷前后時(shí)刻的電流分別為,根據(jù)電感能量守恒得到
模態(tài)1 的電壓方程為
模態(tài)2 的電壓方程為
由式(5)和式(6)可以得到
根據(jù)圖2 可以得到
由式(3)、式(4)和式(7)、式(8),根據(jù)伏秒積原理可以推導(dǎo)得變換器電壓增益表達(dá)式為
式中,D1為開關(guān)管S1的占空比。
同理可得,當(dāng)Ui2作為單輸入電源時(shí),變換器的電壓增益表達(dá)式為
式中,D2為開關(guān)管S2的占空比。
由圖4 和圖5 可見,變換器工作在交錯導(dǎo)通控制模式下時(shí),L1和L3在儲能模態(tài)下各自獨(dú)立,互不影響;在能量釋放時(shí),2 個輸入電源和各自單元內(nèi)的電感串聯(lián),同時(shí)給負(fù)載和輸出電容供電;因此,電容C1、C2上的電壓等于各自對應(yīng)單元的輸出電壓。結(jié)合式(9)和式(10)得到交錯導(dǎo)通模式下變換器電壓增益為
由式(11)可以看出隨著耦合電感匝數(shù)比N 的增大,變換器增益也增大。表1 為3 種雙輸入升壓變換器電壓增益對比,相較于傳統(tǒng)變換器,本文提出的變換器電壓增益較大。
表1 電壓增益對比Tab.1 Comparison of voltage gain
2.3.1 單輸入電壓應(yīng)力
當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí),二極管截止,二極管D1的電壓應(yīng)力為電感L2端電壓和輸出電壓Uo之和,即
2.3.2 雙輸入電壓應(yīng)力
根據(jù)第2.2 節(jié)中的分析可知,雙輸入時(shí)開關(guān)管應(yīng)力與各自單元中的輸入電源電壓有關(guān),綜合式(12)與式(13)可求出雙輸入時(shí)開關(guān)管和二極管電壓應(yīng)力,如表2 和表3 所示。對比可知,在雙輸入模式時(shí)雖然輸出電壓提高,但其開關(guān)管和二極管電壓應(yīng)力不變,只與各自單元中的輸入電壓有關(guān)。
表2 二極管電壓應(yīng)力對比Tab.2 Comparison of voltage stress in diode
表3 開關(guān)管電壓應(yīng)力對比Tab.3 Comparison of voltage stress in switching tube
為了方便分析,以開關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通關(guān)斷模式為例對漏感進(jìn)行分析。工作波形及等效電路如圖6 所示。根據(jù)變壓器等效模型,變換器拓?fù)涞牡刃щ娐啡鐖D6(b)、(c)所示,其中:Lk1、Lk2分別為兩耦合電感單元折算后的漏感;Lm1、Lm2為兩耦合電感單元勵磁電感;分別為兩耦合電感單元內(nèi)電感耦合系數(shù);iN1、iN3為耦合電感原邊電流,iN2、iN4為耦合電感副邊電流。由于2 個單元具有對稱性,因此圖6(a)僅給出了、iN1、iN2電流波形。
2 個耦合電感單元內(nèi)的耦合系數(shù)分別為
由圖6 可見,其工作方式與第1.2 節(jié)相似,因此不再具體描述??紤]漏感分壓對變換器電壓增益的影響,列寫模態(tài)電壓表達(dá)式。
模態(tài)1,根據(jù)圖6(b)電感串聯(lián)分壓,可得勵磁電感電壓表達(dá)式為
模態(tài)2,根據(jù)圖6(c)可以得到
圖6 工作波形及等效電路Fig.6 Working waveforms and equivalent circuits
對勵磁電感Lm1應(yīng)用伏秒積平衡定理,可以得到電壓增益表達(dá)式為
根據(jù)第2.2 節(jié)分析,可得工作在雙輸入模式下變換器電壓增益表達(dá)式為
式(17)和式(18)表明,由于漏感的存在,降低了變換器的電壓增益。電壓增益隨耦合系數(shù)K' 變換,設(shè)雙輸入模式時(shí)N1=N2=N=2,=K',不同耦合系數(shù)電壓增益曲線如圖7 所示。隨著耦合系數(shù)的減小,電壓增益減少。
圖7 不同耦合系數(shù)電壓增益曲線Fig.7 Curve of voltage gain with different coupling coefficients
為驗(yàn)證上述分析,搭建了實(shí)驗(yàn)樣機(jī),實(shí)驗(yàn)測試平臺如圖8 所示。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)如下:輸入電壓Ui1=Ui2=12 V,開關(guān)頻率f1=f2=50 kHz,開關(guān)管交錯導(dǎo)通相位差為180°,占空比D1=D2=0.6,電容C1=C2=50 μF,負(fù)載電阻R=55 Ω,各耦合電感匝比為1∶1,實(shí)際參數(shù)如表4 所示。
圖8 實(shí)驗(yàn)平臺Fig.8 Experimental platform
表4 電感實(shí)際參數(shù)Tab.4 Actual inductance parameters
圖9 為開關(guān)管驅(qū)動波形,2 個開關(guān)管占空比均為0.6、相差180°導(dǎo)通。圖10 為輸出電壓波形,輸出電壓約為95 V,約為輸入電壓12 V 的8 倍。圖11為耦合電感電流波形,由圖11(a)可明顯地看出電流突變,電感L1和L3,L2和L4電流波形對稱,相位差為180°,驗(yàn)證了第1.2 節(jié)的理論分析。圖12 為開關(guān)管和二極管電壓應(yīng)力波形,可見開關(guān)管電壓應(yīng)力遠(yuǎn)小于輸出電壓。
圖9 開關(guān)管驅(qū)動波形Fig.9 Driving waveform of switching tube
圖10 輸出電壓波形Fig.10 Waveform of output voltage
圖11 耦合電感電流波形Fig.11 Current waveforms of coupled inductors
圖12 開關(guān)管與二極管電壓波形Fig.12 Voltage waveforms of switching tubes and diodes
輸出電壓為95 V 不變時(shí),變換器效率曲線如圖13 所示。從圖13 中可以看到變換器輸出功率在80~150 W 變化時(shí),約在130 W 時(shí)曲線趨于平穩(wěn),變換器效率為93%左右。通過以上實(shí)驗(yàn)波形,驗(yàn)證了前述理論分析的正確性。
圖13 樣機(jī)效率曲線Fig.13 Efficiency curve of prototype
本文提出了一種基于耦合電感的高增益雙輸入三電平DC/DC 變換器,分析了變換器的電壓增益、開關(guān)管和二極管電壓應(yīng)力。通過分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,驗(yàn)證了所提變換器具有以下特點(diǎn):
(1)雙輸入高增益直流變換器工作時(shí)相當(dāng)于2個直流電源串聯(lián)供電,同時(shí)提高了變換器電壓增益,避免了極限占空比的情況。
(2)相較于傳統(tǒng)變換器,雙輸入電源具有單輸入和雙輸入2 種模式為負(fù)載供電,提高了電源的利用率和靈活度,簡化了變換器結(jié)構(gòu),降低了成本。
(3)開關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力遠(yuǎn)低于變換器輸出電壓,使得變換器可以采用內(nèi)阻較小的器件,減小了器件損耗。
基于上述優(yōu)點(diǎn)可見,該雙輸入變換器性能較好,適用于光伏、燃料電池等新能源并網(wǎng)發(fā)電。