吳振南, 姚 瑤, 張文旭,4, 代雪飛, 張發(fā)洋

(1.哈爾濱工程大學(xué)信息與通信工程學(xué)院,黑龍江 哈爾濱 150001;2.哈爾濱工程大學(xué)先進船舶通信與信息技術(shù)工業(yè)和信息化部重點實驗室,黑龍江 哈爾濱 150001;3.上海無線電設(shè)備研究所,上海 201109;4.南京航空航天大學(xué)電磁頻譜空間認知動態(tài)系統(tǒng)工信部重點實驗室,江蘇 南京 211106)

0 引言

雷達和通信技術(shù)被廣泛應(yīng)用于國防軍事領(lǐng)域,很多作戰(zhàn)平臺同時采用雷達和通信設(shè)備。為節(jié)省作戰(zhàn)平臺的空間占用,雷達與通信設(shè)備的共享設(shè)計逐漸成為電子通信領(lǐng)域的研究熱點之一。雷達與通信設(shè)備共享的實質(zhì)是利用同一設(shè)備實現(xiàn)目標探測和信息傳輸功能,即在進行通信與探測的過程中,彼此可獨立處理,實現(xiàn)各自的功能。雷達通信一體化包括系統(tǒng)的一體化和波形的一體化,其中波形的一體化有更多的問題待解決。波形一體化目前主要有基于復(fù)用的信號波形一體化和基于共享的信號波形一體化,雷達通信共享信號設(shè)計是雷達與通信波形一體化的關(guān)鍵之一。

當(dāng)前雷達通信共享信號的研究主要集中在單載波和多載波兩種體制上。單載波體制一般是對傳統(tǒng)雷達信號的改造。曾浩等將高階正交幅度調(diào)制(QAM)和線性調(diào)頻(LFM)信號相結(jié)合,設(shè)計出16QAM-LFM共享信號。其頻帶利用率顯著提升的同時降低了運算復(fù)雜度,但存在參數(shù)調(diào)整不靈活,通信速率不高的問題。多載波體制一般是利用正交頻分復(fù)用(orthogonal frequency division multiplexing,OFDM)技術(shù)設(shè)計雷達通信共享信號,可以有效提高信息傳輸能力,具有更好的低旁瓣特性。在提高模糊函數(shù)性能上,TIGREK等提出利用OFDM通信波形實現(xiàn)短距離目標探測。實驗表明該處理方法可以有效抑制多普勒效應(yīng)對模糊函數(shù)的影響。文獻[7]利用最小二乘法對OFDM共享波形的模糊函數(shù)進行優(yōu)化,能夠有效降低其旁瓣,提高模糊函數(shù)的性能。文獻[8]通過對調(diào)制信息進行預(yù)編碼削弱了通信信息對模糊函數(shù)的影響。文獻[9]根據(jù)信號功率譜自適應(yīng)設(shè)計幅度加權(quán)函數(shù),將旁瓣抑制問題轉(zhuǎn)化為一個求解優(yōu)化的過程。對于相移鍵控(PSK)與OFDM相結(jié)合的PSK-OFDM信號,隨著通信速率的增大,需要的調(diào)制階數(shù)也相應(yīng)提高,從而導(dǎo)致較大的誤碼率。針對這個問題,文獻[10]采用誤碼性能較好的QAM信號,設(shè)計了QAM-OFDM雷達通信一體化信號。

循環(huán)前綴(cyclic prefix,CP)是為了消除信道間干擾,在OFDM信號的保護間隔內(nèi)插入的一種信號。但采用循環(huán)前綴會導(dǎo)致共享信號模糊函數(shù)峰值旁瓣偏高,同時PSK和QAM等傳統(tǒng)通信信號的隨機性會降低OFDM信號的探測性能。為解決上述問題,本文提出一種利用空白保護間隔來代替循環(huán)前綴的方法,以降低模糊函數(shù)的旁瓣。在此基礎(chǔ)上為進一步降低旁瓣,引入具有較好自相關(guān)性能的相位編碼——互補P4碼,設(shè)計一種基于互補P4碼調(diào)制的OFDM雷達通信共享信號,并仿真驗證其性能。

1 OFDM雷達通信共享信號結(jié)構(gòu)

傳統(tǒng)的OFDM雷達信號是將單個OFDM符號脈沖化,用于雷達信號波形,其波形形成示意如圖1所示。

圖1 傳統(tǒng)OFDM雷達信號波形形成示意

基于OFDM的雷達通信共享信號與傳統(tǒng)的OFDM雷達信號相比有很大區(qū)別。共享信號的一個脈沖是由多個子載波脈沖構(gòu)成的脈沖串,該脈沖串形式的共享信號仍然滿足現(xiàn)有通信協(xié)議中規(guī)定的信號結(jié)構(gòu)要求,脈沖串中每個子脈沖都對應(yīng)了一個OFDM符號。共享信號波形形式示意如圖2所示,其中為子脈沖個數(shù),即OFDM符號個數(shù)。與圖1對比可知,采用共享信號能在同等帶寬下提高數(shù)據(jù)傳輸速率。

圖2 OFDM雷達通信共享信號波形形成示意

一個脈沖的共享基帶信號

式中:為一個OFDM符號中子載波的個數(shù);(,)為第個OFDM符號上的第個子載波所調(diào)制的數(shù)據(jù)比特;Δ為子載波間隔;為OFDM碼元持續(xù)時間;rect()為單位矩形函數(shù),在0＜≤范圍內(nèi)取值為1,否則取值為0。

為了防止OFDM信號發(fā)生符號間干擾,兩個OFDM符號之間需要插入保護間隔。通常采用插入循環(huán)前綴的方法來實現(xiàn)OFDM符號的擴展,從而保持信號連續(xù)性。傳統(tǒng)方法是把OFDM符號末端部分復(fù)制到OFDM符號前端,實現(xiàn)符號的循環(huán)擴展。OFMD時域基帶信號如圖2所示。通過在有效數(shù)據(jù)前增加循環(huán)前綴,擴展形成完整的OFDM信號。

圖3 OFDM時域基帶信號

2 保護間隔對共享信號性能的影響

2.1 模糊函數(shù)分析

模糊函數(shù)是描述雷達信號性能的重要指標,雷達信號()模糊函數(shù)的一般表達式為

式中:為時延;為多普勒頻移;*為共軛運算符。符合條件(,)/(0,0)?1,表示雷達信號具有良好的分辨率;符合條件(,)/(0,0)≈1,表示雷達信號無法準確分辨目標。當(dāng)=0時,由式(2)可以得到距離模糊函數(shù)

式(3)是信號()的自相關(guān)函數(shù)計算公式。(,0)表示雷達在探測時,兩個目標回波時延差為的模糊函數(shù),稱為距離模糊函數(shù),可以用來表征雷達信號在距離分辨率方面的特性。

類似的,當(dāng)0時,由式(2)可以得到速度模糊函數(shù)

速度模糊函數(shù)可以表征雷達信號在速度分辨率方面的特性。

2.2 QAM信號實現(xiàn)

文獻[10]提出了基于QAM的OFDM雷達通信共享信號。QAM是通信系統(tǒng)中較為常見的調(diào)制方式,通過對信號幅度和相位進行編碼來實現(xiàn)信息的傳輸。QAM信號中不同的幅度與相位代表不同的碼元符號,與單一調(diào)幅或調(diào)相相比,具備更高的頻帶利用率,而且工程實現(xiàn)較為簡單。首先將所傳輸?shù)男畔⒈忍剡M行串并轉(zhuǎn)換;再通過編碼映射到一個二維平面上生成復(fù)數(shù)調(diào)制符號,對符號的實部和虛部進行幅度調(diào)制生成同相和正交分量;最后把同相和正交兩路數(shù)據(jù)用載波頻率為的兩路正交信號cos與sin調(diào)制后相加。QAM信號()的基本實現(xiàn)過程可以表示為

式中:A()和B()是()在cos和sin軸上的投影,也即QAM已調(diào)信號的同相和正交分量;為QAM進制數(shù);為QAM已調(diào)信號星座圖中所有的點到坐標原點距離的最大值,也即已調(diào)信號波形樣本的最大幅度值;a()=A()/和b()=B()/分別表示歸一化的同相和正交分量。

在實際信號處理過程中,基帶方波脈沖的正交分量A()和B()還要經(jīng)過預(yù)調(diào)制部分,經(jīng)濾波處理后形成信號()和(),再與正交載波相乘,形成QAM調(diào)制信號輸出,如圖4所示。

圖4 QAM調(diào)制實現(xiàn)過程

2.3 空白保護間隔對信號性能的優(yōu)化

為了消除信道間干擾,常用的方法是在OFDM信號的保護間隔內(nèi)插入循環(huán)前綴。其長度大于多徑信道的時延即可維持子載波的正交性,消除碼間串?dāng)_。但采用循環(huán)前綴會導(dǎo)致共享信號模糊函數(shù)峰值旁瓣偏高。

若式(1)中的載波傳輸QAM已調(diào)信息,就可以得到QAM-OFDM信號,此時

式中:A和φ分別為數(shù)據(jù)比特的幅度和相位。圖5給出了16QAM-OFDM信號在使用循環(huán)前綴情況下的模糊函數(shù)仿真圖,其中循環(huán)前綴長度設(shè)置為碼元符號長度的1/4?？梢钥吹?模糊函數(shù)圖的中心呈現(xiàn)“斜刃”狀,在雷達模糊函數(shù)圖中有對稱的偽峰,進而影響雷達探測性能。

圖5 使用循環(huán)前綴的16QAM-OFDM信號模糊圖

針對上述問題,本文提出了用空白保護間隔來代替循環(huán)前綴的方法。空白保護間隔的長度與循環(huán)前綴的長度一致,一般在1/8到1/4個有效碼元持續(xù)時間內(nèi),本文空白保護間隔的長度為1/4有效碼元持續(xù)時間。替換后的OFDM符號功率譜密度具有更小的帶內(nèi)紋波和更大的帶外功率衰減,利于信號的發(fā)射?？瞻妆Ｗo間隔滿足一定長度即可消除符號間的干擾。在接收端,選擇合適的時間窗長度,保證積分區(qū)間內(nèi)不同子載波周期數(shù)是整數(shù),可以起到抗信道間干擾的作用。

使用空白保護間隔的16QAM-OFDM信號的模糊函數(shù)仿真結(jié)果如圖6所示?？梢钥吹?模糊函數(shù)圖中心主瓣與圖5相比變得更窄,且旁瓣幅度更小,可以進一步提高雷達的探測性能。

圖6 使用空白保護間隔的16QAM-OFDM信號模糊圖

為定量分析OFDM系統(tǒng)中保護間隔對共享波形模糊函數(shù)性能的影響,引入峰值旁瓣比(peak sidelobe ratio,PSLR),用表示,定義為

式中:和分別表示最高旁瓣峰值和主瓣峰值。

對使用兩種方法的16QAM-OFDM信號距離模糊函數(shù)進行仿真,結(jié)果如圖7所示。采用循環(huán)前綴的16QAM-OFDM信號距離模糊函數(shù)旁瓣峰值最高為0.32,采用空白保護間隔的信號距離模糊函數(shù)旁瓣峰值最高為0.20。采用空白保護間隔的信號距離模糊函數(shù)的PSLR為-6.990 d B,使用循環(huán)前綴的信號距離模糊函數(shù)的PSLR為-5.229 dB,相比降低了1.761 dB。

圖7 16QAM-OFDM信號距離模糊函數(shù)對比

3 互補P4-OFDM共享信號優(yōu)化設(shè)計

P4碼作為雷達常用多相編碼,擁有良好的多普勒容限,利于減少頻帶外噪聲疊加。其基本相位增量

式中:代表P4碼位數(shù)。P4碼還具有互補特性,需要位P4碼元經(jīng)過循環(huán)移位方式獲得組互補碼元。

當(dāng)4時,P4碼經(jīng)過循環(huán)移位之后,能夠生成一組互補P4碼,如果用,,,表征4種不同的通信數(shù)據(jù),則有

圖8是循環(huán)移位后的互補P4碼發(fā)射方式示意圖。相鄰子載波頻率間隔為1/,其中為碼元持續(xù)時間,構(gòu)成正交頻分復(fù)用的形式。圖中,～表示P4碼的子載波碼元,～表示P4碼子載波碼元所處的頻率點,～表示經(jīng)過循環(huán)移位后4個不同P4碼的發(fā)射時刻。

圖8 循環(huán)移位后的互補P4碼發(fā)射方式

文獻[8]論證了共享信號中通信信息自相關(guān)特性越好,通信調(diào)制信息對模糊函數(shù)的影響越小。因此,對移位后的組碼元序列進行自相關(guān)處理,處理結(jié)果分別相加,疊加后碼元的旁瓣會相互抵消。疊加后的自相關(guān)函數(shù)旁瓣歸零,主瓣因疊加而倍增,其理想的自相關(guān)特性如圖9所示。

圖9 16位互補P4碼的自相關(guān)函數(shù)

4 仿真結(jié)果及分析

利用空白保護間隔代替?zhèn)鹘y(tǒng)循環(huán)前綴,驗證本文設(shè)計的互補P4-OFDM共享信號的性能。仿真參數(shù)設(shè)置為:載頻3.14 GHz,P4編碼位數(shù)和子載波數(shù)量均為16,脈沖寬度32μs,帶寬8 MHz。

圖10是文獻[10]的16QAM-OFDM與本文的互補P4-OFDM兩種共享信號的零多普勒切面,即其距離模糊函數(shù)仿真結(jié)果。

圖10 距離模糊函數(shù)對比

由圖10可知,互補P4-OFDM信號的距離模糊函數(shù)具有更低的峰值旁瓣比,其PSLR為-8.861 d B,相較于采用循環(huán)前綴和空白保護間隔的16QAM-OFDM信號的PSLR,分別降低了3.562 d B和1.871 d B。

5 結(jié)束語

基于OFDM的雷達通信共享信號的循環(huán)前綴具有消除碼間串?dāng)_,維持各個子載波正交的重要作用,但是影響了信號的雷達性能。本文提出利用空白保護間隔的方法,在不影響通信質(zhì)量的前提下有效降低了信號模糊函數(shù)的PSLR。在此基礎(chǔ)上利用互補P4碼和OFDM相結(jié)合的方式生成的雷達通信共享信號,相比于16QAMOFDM信號,距離模糊函數(shù)的PSLR降低了1.871 dB,具有更好的測距性能。