林燎源，柯 全，李 平

（華僑大學(xué) 信息科學(xué)與工程學(xué)院，福建 廈門 361021）

0 引言

為實(shí)現(xiàn)2030 年前碳排放達(dá)到峰值、2060 年前碳中和的國家戰(zhàn)略目標(biāo)，電力-能源-生態(tài)系統(tǒng)將發(fā)生重大變革，新能源發(fā)電技術(shù)迎來了全新的發(fā)展機(jī)遇［1］。由于新能源開發(fā)和利用的多樣性，實(shí)現(xiàn)電能的轉(zhuǎn)換對電力電子技術(shù)的要求越來越高。多逆變器并聯(lián)控制是整合區(qū)域內(nèi)多種能源資源、實(shí)現(xiàn)多能互補(bǔ)發(fā)電的關(guān)鍵支撐技術(shù)之一，能夠極大提高供電系統(tǒng)的可靠性［2］。

目前逆變器并聯(lián)控制已從非自治的主從控制、集中控制、分散邏輯控制等依賴信息交互的技術(shù)過渡至以下垂控制、虛擬同步發(fā)電機(jī)VSG（Virtual Synchronous Generator）控制和虛擬振蕩器控制VOC（Virtual Oscillator Control）為代表的自治型并聯(lián)控制技術(shù)，其顯著特征是隱含自同步機(jī)制，因冗余度高、抗干擾能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)而成為當(dāng)前的研究熱點(diǎn)［3-6］。下垂控制模擬了同步發(fā)電機(jī)并網(wǎng)運(yùn)行的自下垂特性［7］，并基于等效阻抗特性進(jìn)行擴(kuò)展，根據(jù)有功、無功功率或其組合去調(diào)節(jié)參考電壓頻率和幅值，實(shí)現(xiàn)多逆變器自主并聯(lián)運(yùn)行。傳統(tǒng)下垂控制中，在一定程度上下垂系數(shù)和所加虛擬阻抗越大，功率均分效果越好，但會造成輸出電壓和頻率進(jìn)一步偏離額定值［8］。與同步發(fā)電機(jī)相比，基于下垂控制的電力電子變換器缺少慣量支撐，使系統(tǒng)頻率對負(fù)荷變化和擾動較敏感。而VSG 控制在下垂控制的基礎(chǔ)上，模擬了傳統(tǒng)同步發(fā)電機(jī)的慣量、阻尼和勵磁特性，可改善逆變器的頻率響應(yīng)［9］。由于下垂控制和VSG 控制方案需采用低通濾波器計(jì)算輸出平均功率，因此動態(tài)性能受到限制。

VOC 模擬了一類具有弱非線性的Liénard 振蕩器的動力學(xué)特性，該振蕩器一般可由二階微分方程x¨+f(x)x˙+g(x)=0 描述，其中g(shù)(x)、f(x)分別為可微的奇、偶函數(shù)，在一定條件下Liénard 振蕩器存在以恒定角頻率旋轉(zhuǎn)的唯一的穩(wěn)定極限環(huán)，即在時(shí)域中生成正弦參考信號［9-11］。常見的Liénard 振蕩器包括Dead-Zone型振蕩器和Van der Pol型振蕩器。Brian B. Johnson 團(tuán)隊(duì)先后將這2 種振蕩器應(yīng)用于逆變器并聯(lián)運(yùn)行控制［9，12-13］。由于不需要進(jìn)行功率計(jì)算，因此VOC 相比下垂控制和VSG 控制可以實(shí)現(xiàn)更快的瞬態(tài)響應(yīng)［3］。然而傳統(tǒng)基于Van der Pol 型VOC 采用三次多項(xiàng)式的控制函數(shù)，可能引入較高的諧波含量（主要為3 次諧波）且缺少功率控制策略，這限制了該方法的并網(wǎng)應(yīng)用［14-15］。文獻(xiàn)［16］忽略控制函數(shù)中的3 次余弦分量，在保證同樣同步速度的情況下能夠輸出較低諧波含量的電壓波形。文獻(xiàn)［17］通過引入一個與額定功率相關(guān)的復(fù)參數(shù)K實(shí)現(xiàn)了對輸出功率的自由調(diào)度。觀察Van der Pol型VOC結(jié)構(gòu)，國外學(xué)者提出對增益系數(shù)ki、ku［18-20］或虛擬電容C［21-22］進(jìn)行調(diào)節(jié)來控制輸出功率。近年來，新提出的可調(diào)度虛擬振蕩器控制dVOC（dispatchable VOC）［23-25］與安德諾夫·霍普夫虛擬振蕩器控制AH-VOC（Andronov-Hopf VOC）［26-28］將功率設(shè)定點(diǎn)嵌入振蕩器控制中，無需額外控制環(huán)路即可實(shí)現(xiàn)功率控制。與Dead-Zone 型和Van der Pol 型相比，新型VOC 可以生成無諧波的正弦電壓參考且表現(xiàn)出更卓越的動態(tài)性能。盡管dVOC 與AH-VOC 提供了合適的構(gòu)網(wǎng)控制思路，但它們的性能在電網(wǎng)發(fā)生故障期間容易受到限制。文獻(xiàn)［29-30］提出一種統(tǒng)一型虛擬振蕩器控制uVOC（unified VOC）方案，增強(qiáng)了故障穿越能力，擴(kuò)寬了VOC 在未來電力系統(tǒng)中的應(yīng)用前景。文獻(xiàn)［31］針對并聯(lián)逆變器并離網(wǎng)運(yùn)行控制問題，離網(wǎng)采取Van der Pol型VOC，并網(wǎng)采取PQ 恒功率控制，同時(shí)使VOC 處于熱備用狀態(tài)，實(shí)現(xiàn)了2 種模式的平滑切換。

目前，國內(nèi)外對VOC 技術(shù)的研究取得了一定的成果，主要面向不同工況下多逆變器同步運(yùn)行、功率調(diào)度控制、系統(tǒng)小信號穩(wěn)定性分析、與下垂控制／VSG 控制對比等問題。為便于描述，本文將基于Liénard 振蕩器控制的VOC 簡稱為VOC，將基于該型VOC 的逆變器簡稱為VOC 逆變器。文獻(xiàn)［32］已對不同類型振蕩器的基本原理、參數(shù)設(shè)計(jì)以及存在的局限性進(jìn)行闡述，本文在其基礎(chǔ)上，進(jìn)一步對面向逆變器并聯(lián)運(yùn)行的VOC 技術(shù)研究現(xiàn)狀進(jìn)行綜述，從VOC 結(jié)構(gòu)及改進(jìn)方案入手，基于戴維南等效模型闡明多機(jī)運(yùn)行的同步機(jī)理，歸納多種VOC 功率控制策略、小信號穩(wěn)定性分析等方面的研究成果，在此基礎(chǔ)上介紹近年來提出的幾種新型VOC 實(shí)現(xiàn)方案及其特點(diǎn)，并總結(jié)VOC、下垂控制和VSG 控制的對比研究。最后，對VOC 技術(shù)面臨的若干問題、未來研究方向和可能的相關(guān)解決思路進(jìn)行探討。

1 VOC結(jié)構(gòu)分析

1.1 VOC逆變器結(jié)構(gòu)

VOC 的控制思想受到“諧振變換器”的啟發(fā)［33］，利用數(shù)字控制構(gòu)造虛擬的LC振蕩回路，將其諧振產(chǎn)生的正弦電壓信號作為逆變器的電壓參考，受控逆變器對外就能表現(xiàn)出該振蕩器的物理特性［34］。單相VOC 逆變器的基本控制結(jié)構(gòu)如圖1 所示。圖中：udc為逆變直流側(cè)電源；Lf、Cf分別為濾波電感和濾波電容；Zline、Zload分別為線路阻抗和負(fù)載阻抗；ioso、uoso分別為虛擬振蕩器輸出電流和輸出電壓；io為逆變器輸出電流；ki、ku分別為電流增益系數(shù)和電壓增益系數(shù)；Ros、Cos、Los分別為虛擬電阻、虛擬電容和虛擬電感；isr為可控電流源-電阻雙特性激勵源模塊SRM（Source-Resistance Module）輸出電流。

圖1 單相VOC逆變器控制結(jié)構(gòu)Fig.1 Control structure of single-phase VOC inverter

觀察圖1，虛擬振蕩器由LC 振蕩回路并聯(lián)SRM與Ros組成，SRM 可工作于非線性電流源狀態(tài)和非線性受控電阻狀態(tài)，通過SRM 和Ros配合，可調(diào)節(jié)uoso的幅值［34］。uoso的頻率由Cos和Los共同決定，設(shè)LC 振蕩回路諧振角頻率為逆變器輸出額定角頻率ω0，電容上的初始電壓為UCm，電容存儲的能量為W，則虛擬振蕩器滿足以下方程：

VOC逆變器主要包括逆變器主電路和數(shù)字控制系統(tǒng)。數(shù)字控制是核心部分，包含虛擬振蕩器的振蕩回路與控制算法，前者主要在機(jī)理上模擬LC諧振回路的電磁能量轉(zhuǎn)換來生成正弦電壓信號，后者主要用于控制振蕩器的能量平衡與輸出電壓幅頻穩(wěn)定［35］。通過采樣io，乘以ki用于控制ioso，與SRM 共同作用來調(diào)節(jié)uoso。uoso乘以ku，作為逆變器的正弦參考電壓信號，經(jīng)電壓控制器得到脈寬調(diào)制PWM（Pulse Width Modulation）驅(qū)動的調(diào)制波信號，也可直接作為PWM驅(qū)動的調(diào)制波信號進(jìn)行開環(huán)控制。

對于三相VOC 逆變器，當(dāng)前主要有2 種思路。①移相變換法：采樣三相逆變器某相輸出電流反饋至振蕩網(wǎng)絡(luò)，對uoso分別移相120°與240°生成電壓控制器的三相參考電壓。②坐標(biāo)變換法［36-37］：將三相輸出電流變換至兩相αβ坐標(biāo)系下，取其中一相分量反饋至振蕩網(wǎng)絡(luò)，提取虛擬電感電流iLos，與uoso一起構(gòu)成虛擬α β分量，再進(jìn)行后續(xù)跟蹤控制，如附錄A圖A1所示?？梢?，當(dāng)前的振蕩器形式僅考慮三相對稱負(fù)載場合。

1.2 SRM控制函數(shù)設(shè)計(jì)

SRM 控制函數(shù)決定了uoso與isr之間的映射關(guān)系，其設(shè)計(jì)是虛擬振蕩器中最重要的環(huán)節(jié)。同時(shí)振蕩網(wǎng)絡(luò)中還存在受控于逆變器輸出電流的擾動電流源，使VOC 逆變器主電路、SRM 和振蕩回路成為一個耦合體［35］，如附錄A 圖A2 所示。SRM 函數(shù)直接影響LC振蕩回路的能量傳遞，進(jìn)而影響VOC輸出的參考電壓質(zhì)量。

對于給定的額定振幅Um，根據(jù)uoso的瞬時(shí)值大小，SRM 有電流源和電阻2 種運(yùn)行模式。①電流源模式：當(dāng)uoso的瞬時(shí)值小于Um時(shí)，為LC振蕩回路提供能量，虛擬振蕩器做自激振蕩，其輸出電壓逐漸增大。②電阻模式：當(dāng)uoso的瞬時(shí)值大于Um時(shí)，消耗LC振蕩回路的能量，虛擬振蕩器做減幅振蕩，其輸出電壓逐漸減小。最終將輸出電壓uoso的幅值穩(wěn)定在Um附近。

國外學(xué)者Brian B. Johnson率先對Dead-Zone型VOC 展開研究，提出如圖2（a）所示的典型控制函數(shù)［34］，其表達(dá)式為：

為改善上述函數(shù)的控制偏差并縮短暫態(tài)過程，文獻(xiàn)［35］提出了一種如圖2（b）所示的改進(jìn)函數(shù)，分別將uoso小于-Um和大于Um的部分函數(shù)下移和上移，在額定電壓值處使SRM 發(fā)出能量等于Ros消耗的能量，振蕩器達(dá)到等幅振蕩狀態(tài)。考慮到振蕩網(wǎng)絡(luò)中存在受控于逆變器輸出電流的擾動電流源，文獻(xiàn)［5］將圖2（b）所示的函數(shù)模型進(jìn)一步優(yōu)化，提出一種考慮負(fù)載電流補(bǔ)償?shù)淖赃m應(yīng)VOC 方案，SRM 函數(shù)對應(yīng)的函數(shù)曲線如圖2（c）所示，一方面將自激振蕩環(huán)節(jié)的函數(shù)斜率ksr進(jìn)行非線性化，令ksr=kG（Um-uoso）+Gos（其中kG為比例系數(shù)，Gos為虛擬電阻的電導(dǎo)值），使其隨輸出電壓uoso的改變而變化，函數(shù)的平滑處理不僅加快了自激振蕩的起振速度，而且減少了輸出電壓在Um附近的波動，在穩(wěn)態(tài)時(shí)有較低的波形畸變率；另一方面引入補(bǔ)償電流kirio，通過動態(tài)調(diào)節(jié)電流補(bǔ)償系數(shù)kir，使穩(wěn)態(tài)時(shí)isr的增加量等于io，減小了io對振蕩器的影響，在負(fù)載突變時(shí)能更好地保持端電壓穩(wěn)定。文獻(xiàn)［38］進(jìn)一步優(yōu)化了負(fù)載電流補(bǔ)償算法，通過計(jì)算VOC 電路的輸出功率來決定SRM 對負(fù)載電流的補(bǔ)償量，提高了系統(tǒng)的抗負(fù)載擾動性能。

由于分段函數(shù)形式不易于系統(tǒng)模型建立，現(xiàn)有文獻(xiàn)大多采用如圖2（d）所示的函數(shù)形式，即Van der Pol 型振蕩器，輸入輸出呈三次多項(xiàng)式關(guān)系，其表達(dá)式為：

圖2 Liénard振蕩器的不同SRM函數(shù)形式Fig.2 Different SRM function forms of Liénard oscillator

式中：a為三次多項(xiàng)式三次項(xiàng)系數(shù)；b為形式2的一次項(xiàng)系數(shù)。Van der Pol 型振蕩器為典型的諧波振蕩器，其三次方運(yùn)算使輸出電壓中的諧波以3 次諧波為主［9，39］，雖能通過參數(shù)設(shè)計(jì)選取一個近似圓形的穩(wěn)定極限環(huán)以降低諧波含量，但會降低振蕩器的動態(tài)響應(yīng)性能，設(shè)計(jì)時(shí)需要進(jìn)行權(quán)衡?？刹捎孟莶V波器濾除uoso的3 次諧波，但該方法會影響孤島模式運(yùn)行的逆變器并聯(lián)系統(tǒng)的同步速度［16］。文獻(xiàn)［16］對Van der Pol型振蕩器SRM 控制函數(shù)展開研究，忽略函數(shù)中隱含的三倍頻余弦量，降低了uoso的3 次諧波分量，并保持較快的系統(tǒng)同步速度。

由此可見，SRM控制函數(shù)的設(shè)計(jì)形式較為靈活，但總體而言，適應(yīng)不同性質(zhì)的負(fù)荷以及負(fù)荷變化工況，保持輸出電壓幅頻穩(wěn)定和更低諧波含量的SRM函數(shù)形式還有待進(jìn)一步發(fā)掘。

2 VOC逆變器同步機(jī)制與動力學(xué)特性

2.1 VOC逆變器同步機(jī)制

逆變器的戴維南等效電路模型可表示為：

voi=Gci(s)vrefi-Zoi(s)ioi（4）

式中：vo為逆變器的輸出電壓；vref為逆變器的參考電壓；Gc(s)為逆變器的空載電壓增益，描述了輸出電壓跟蹤給定參考電壓的能力，其值一般約為1；Zo(s)為逆變器的等效輸出阻抗，描述了輸出電壓應(yīng)對負(fù)載擾動的性能；下標(biāo)i表示第i臺逆變器。

對于VOC 逆變器，將uoso作為逆變器參考電壓，即vref=uoso。記逆變器的等效輸出阻抗與饋線阻抗之和為Zt，結(jié)合虛擬振蕩器結(jié)構(gòu)和逆變器戴維南等效電路，以2 臺VOC 逆變器（i=1，2）并聯(lián)為例，可得其并聯(lián)等效電路如圖3所示。

圖3 2臺VOC逆變器并聯(lián)等效電路Fig.3 Parallel equivalent circuit of two VOC inverters

設(shè)ki與ku均為1，并代入Gc1≈Gc2≈1，可將圖3進(jìn)一步等效為圖4 所示的虛擬振蕩網(wǎng)絡(luò)并聯(lián)結(jié)構(gòu)，即VOC逆變器并聯(lián)可等效為虛擬LC振蕩回路的并聯(lián)。而LC振蕩回路并聯(lián)會發(fā)生耦合共振，最終形成一個穩(wěn)定的新振蕩體［38，40-41］。阻抗Zti一般很小，因此并聯(lián)逆變器輸出電壓和電流將實(shí)現(xiàn)同步或近似同步。這是VOC 逆變器實(shí)現(xiàn)無互聯(lián)線并聯(lián)運(yùn)行隱含的自同步機(jī)制，容易看出該同步機(jī)制與VOC 逆變器并聯(lián)臺數(shù)無關(guān)。VOC參數(shù)和逆變器參數(shù)的一致性能夠?qū)崿F(xiàn)多VOC 逆變器并聯(lián)均流。需要指出的是，對于非同型逆變器組成的并聯(lián)系統(tǒng)，由于逆變器電路參數(shù)、控制策略等不同會導(dǎo)致不同逆變器的空載電壓增益與等效輸出阻抗參數(shù)存在差異，進(jìn)而影響并聯(lián)系統(tǒng)的功率均分精度［42］。

圖4 2個虛擬振蕩網(wǎng)絡(luò)并聯(lián)示意圖Fig.4 Schematic diagram of two virtual oscillation networks in parallel

基于上述耦合振蕩器的自同步現(xiàn)象，VOC 除了應(yīng)用于并聯(lián)逆變器輸出電壓、電流的同步控制，還可以拓展應(yīng)用到其他信號的同步調(diào)節(jié)中。文獻(xiàn)［43］提出基于VOC 的并聯(lián)逆變器載波同步控制，在無需通信的情況下實(shí)現(xiàn)了載波同步，從而抑制高頻開關(guān)環(huán)流。類似地，交錯并聯(lián)Buck 變換器的PWM 載波信號也可以通過VOC 產(chǎn)生，具有模塊化、可靠性高、成本低等優(yōu)點(diǎn)［44-45］。需要指出的是，為保證反饋至虛擬振蕩網(wǎng)絡(luò)的正弦信號的完整性，一般要求VOC 對于該反饋信號的采樣頻率應(yīng)遠(yuǎn)大于該反饋信號的頻率，因此，VOC 應(yīng)用于高頻信號的同步控制時(shí)，對數(shù)字信號處理芯片的時(shí)鐘頻率及運(yùn)算能力提出了較高要求。例如，文獻(xiàn)［43］中開關(guān)頻率為1 kHz，而采樣頻率高達(dá)200 kHz。

目前，VOC 逆變器并聯(lián)的自同步條件分析主要基于李雅普諾夫穩(wěn)定性分析方法。文獻(xiàn)［46-49］推導(dǎo)了Dead-Zone 型VOC 逆變器的全局漸近同步條件為：

式中：sup 為表達(dá)式上界；ω為穩(wěn)態(tài)時(shí)系統(tǒng)角頻率；R表示實(shí)數(shù)集；Zosc為虛擬振蕩器等效阻抗；‖ ‖· 為歐幾里得范數(shù)?？芍撏綏l件與并聯(lián)逆變器臺數(shù)和負(fù)載參數(shù)無關(guān)，只取決于ki、ku、Zt和Zosc。對于VOC 逆變器，可通過振蕩器參數(shù)設(shè)定和SRM 函數(shù)設(shè)計(jì)來實(shí)現(xiàn)同步運(yùn)行［35，40］。

2.2 VOC的動力學(xué)特性

為探究VOC 的動力學(xué)特性，文獻(xiàn)［9，19，50］采用工頻周期平均法建立的基于Van der Pol 型振蕩器的VOC的動力學(xué)模型為：

式中：θ為相對于ω建立的旋轉(zhuǎn)參考系的相位偏移；φ為引入的一個可變角，通過φ的選擇可得到對應(yīng)不同阻抗類型的下垂方程的VOC 動力學(xué)模型；V、P、Q分別為逆變器輸出電壓、有功功率、無功功率；σ=1/Ros為虛擬電導(dǎo)；為參數(shù)x在一個工頻交流周期內(nèi)的平均值；xeq為參數(shù)x的穩(wěn)態(tài)值。

式（8）、（9）揭示了穩(wěn)態(tài)下VOC 平均動力學(xué)模型中隱含類似于下垂控制的下垂特性，其“下垂系數(shù)”受眾多獨(dú)立可調(diào)參數(shù)的復(fù)合控制。該模型為后續(xù)研究VOC 逆變器有功和無功功率自由調(diào)度、小信號建模、VOC與下垂控制對比研究提供了理論基礎(chǔ)。

為驗(yàn)證基于Van der Pol 型振蕩器VOC 逆變器隱含的下垂特性，參考文獻(xiàn)［9］的參數(shù)設(shè)計(jì)過程，選取Los=5.208 7×10-5H，Cos=0.194 5 F，σ=10.796 2 S，ku=311，即振蕩網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的參考電壓額定值為311 V，額定頻率為50 Hz。附錄A 中表A1 與圖A3 分別給出了單臺VOC 逆變器中虛擬振蕩器仿真測量結(jié)果和生成的參考電壓波形。在t=2 s時(shí)，負(fù)載由30 Ω 電阻切換為15 Ω 電阻串聯(lián)4 mH 電感，可以看到虛擬振蕩器生成的參考電壓的幅值和頻率均發(fā)生了一定程度的偏移。

3 VOC逆變器功率控制策略

傳統(tǒng)的VOC 結(jié)構(gòu)中，在同步條件的約束下，VOC 參數(shù)一般設(shè)計(jì)為固定值，即逆變器輸出電壓不變?？紤]到逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)應(yīng)能按照額定功率容量承擔(dān)負(fù)荷功率，文獻(xiàn)［49］將ki與濾波器等效阻抗聯(lián)系起來，指出模擬不同容量逆變器并聯(lián)時(shí)輸出功率按比例分配應(yīng)滿足：

式中：下標(biāo)m、n分別表示第m、n臺逆變器。但該結(jié)論考慮理想條件，且忽略了線路阻抗帶來的影響，實(shí)際應(yīng)用中無法實(shí)現(xiàn)對輸出功率的精確調(diào)度。下面對目前已有的幾種VOC 逆變器功率調(diào)度方法進(jìn)行闡述。

3.1 電壓、電流增益系數(shù)調(diào)節(jié)法

由VOC 的平均動力學(xué)模型可以看出逆變器輸出電壓幅值均受控于ki、ku，因此可以通過對功率偏差值進(jìn)行比例積分（PI）運(yùn)算來實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)ku或ki，以實(shí)現(xiàn)有功或無功功率的精確調(diào)度［18，20，51-52］，基本思想如附錄A 圖A4 所示，圖中Pref、Qref分別為有功、無功功率參考值。

由于有功、無功功率存在耦合，上述方法在設(shè)定的功率參考值發(fā)生變化時(shí)，可能導(dǎo)致輸出有功、無功功率出現(xiàn)較大波動。同時(shí)，ki、ku的大小影響虛擬振蕩器輸出的參考電壓幅值，即同時(shí)影響逆變器輸出有功、無功功率，文獻(xiàn)［20］建立了無功功率和有功功率控制環(huán)路中PI 控制器積分系數(shù)的正相關(guān)關(guān)系，緩解了無功功率變化時(shí)發(fā)生的有功功率過沖現(xiàn)象，但需要較長的動態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間。由于ki、ku與系統(tǒng)的同步條件相關(guān)，同步條件約束下PI 控制器的參數(shù)設(shè)計(jì)以及如何實(shí)現(xiàn)快速的動態(tài)響應(yīng)還需要進(jìn)一步研究。

3.2 引入復(fù)數(shù)增益系數(shù)K的功率控制法

文獻(xiàn)［17］在負(fù)載電流增益系數(shù)之前引入一個復(fù)參數(shù)K，其模 ||K和相角?分別由視在功率S的模和相角對參考值Sref的跟蹤誤差經(jīng)PI 運(yùn)算得到。通過設(shè)置積分器的增益系數(shù)與功率跟蹤誤差值的大小負(fù)相關(guān)，在功率參考變化時(shí)能夠得到較為平順的動態(tài)響應(yīng)，控制框圖如附錄A 圖A5所示。該文還提出一種有功、無功功率解耦控制方法，引入的2 個交叉耦合參數(shù)根據(jù)功率跟蹤誤差經(jīng)2 個PI 控制器計(jì)算得到，仿真結(jié)果表現(xiàn)出一定的振蕩抑制性能，但由于實(shí)際運(yùn)行中線路阻抗參數(shù)的未知，引入的2 個交叉耦合參數(shù)僅是估計(jì)值，無法實(shí)現(xiàn)功率完全解耦。該方法一定程度上了提高系統(tǒng)輸出有功、無功功率的跟隨能力，且能實(shí)現(xiàn)有功、無功功率同時(shí)調(diào)度，適用于并網(wǎng)逆變器場合。

3.3 結(jié)合虛擬電容調(diào)節(jié)的功率控制法

由VOC 的平均動力學(xué)模型可以看出逆變器輸出無功功率受到振蕩器虛擬電容Cos的控制，因此，在通過對有功功率誤差進(jìn)行PI運(yùn)算來調(diào)節(jié)ku以實(shí)現(xiàn)有功功率分配控制的同時(shí)，可以通過對無功功率跟蹤誤差進(jìn)行PI運(yùn)算來調(diào)節(jié)Cos，即分別調(diào)節(jié)VOC的輸出電壓與頻率來實(shí)現(xiàn)有功、無功功率的分配控制［21-22］，基本思想如附錄A 圖A6 所示，圖中ku0和C0為基準(zhǔn)值。獲取功率參考需借助通信網(wǎng)絡(luò)，可以采取分層控制體系，文獻(xiàn)［22］采用平均一致性算法，在二次控制層中逆變器與相鄰單元交換功率信息作為功率參考。需要指出的是，當(dāng)采用Cos作為控制變量時(shí)，由于該值受參考電壓允許的幅頻變化范圍限制，因此調(diào)節(jié)逆變器輸出無功功率的能力也相對受限。此外，通過添加電壓和相位跟蹤誤差經(jīng)PI 運(yùn)算后的調(diào)節(jié)量至ku和Cos，可同時(shí)實(shí)現(xiàn)逆變器輸出電壓對電網(wǎng)電壓或交流母線電壓的同步跟蹤控制［16］。

表1對比總結(jié)了VOC 逆變器實(shí)現(xiàn)功率精確調(diào)度的幾種方案的優(yōu)缺點(diǎn)，功率參考值的引入拓展了VOC 逆變器在并網(wǎng)運(yùn)行中的應(yīng)用，但參考功率的獲取需要借助通信等手段，通信時(shí)延及故障的影響需要進(jìn)行評估。此外，在負(fù)荷變化等工況下，外加的控制環(huán)路對虛擬振蕩器輸出電壓的幅頻特性以及自同步條件的影響仍需開展進(jìn)一步的理論和實(shí)驗(yàn)研究。需要指出的是，當(dāng)前文獻(xiàn)側(cè)重于并聯(lián)系統(tǒng)中單臺VOC 逆變器的控制性能研究，對于多臺VOC 逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)系統(tǒng)的穩(wěn)定性，如并聯(lián)諧振及其抑制等問題，尚需進(jìn)一步的研究工作。

表1 VOC逆變器功率控制策略總結(jié)Table 1 Summary of power controlstrategies of VOC inverter

4 小信號穩(wěn)定性分析

控制器的非線性特征將增加系統(tǒng)建模的難度，現(xiàn)有的建模方案主要面向Van der Pol型振蕩器，因其SRM 函數(shù)為非分段的三次多項(xiàng)式，可基于VOC 逆變器的平均動力學(xué)方程來建立逆變器單機(jī)或并聯(lián)系統(tǒng)的小信號狀態(tài)空間模型，利用特征值分析法進(jìn)行小信號穩(wěn)定性和參與因子影響分析。

Brian B. Johnson 等人用瞬時(shí)功率代替平均動力學(xué)方程中的平均功率，建立單機(jī)VOC 逆變器的小信號模型［53］，研究了濾波電感參數(shù)對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，發(fā)現(xiàn)在相同參數(shù)攝動下，VOC的主導(dǎo)極點(diǎn)相比下垂控制更加遠(yuǎn)離虛軸，因此具有更快的響應(yīng)速度以及更大的系統(tǒng)阻尼，但該模型未考慮饋線阻抗及負(fù)載變化的影響。文獻(xiàn)［54-55］則進(jìn)一步將負(fù)載考慮在內(nèi)，并通過二階濾波器對瞬時(shí)功率進(jìn)行濾波，分析不同參與因子對特征值分布的影響，并研究了負(fù)載擾動時(shí)系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

文獻(xiàn)［56］建立了包含虛擬振蕩器和逆變器主電路的多機(jī)小信號模型，利用主特征值分析法，研究了輸出電壓頻率和幅值變化范圍對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，指出允許的頻率變化范圍增大將加快VOC 的動態(tài)響應(yīng)速度，但輸出電壓中的高次諧波含量會增加，導(dǎo)致波形畸變；而固定頻率調(diào)節(jié)范圍，端電壓幅值調(diào)節(jié)對VOC的動態(tài)響應(yīng)速度影響則較小。

文獻(xiàn)［22］建立了包括VOC 逆變器、RL 負(fù)載、電力網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)、二次控制器和通信時(shí)延的多母線孤島微電網(wǎng)全局小信號狀態(tài)空間模型，研究了二次控制器參數(shù)和控制時(shí)滯因素對系統(tǒng)穩(wěn)定裕度的影響，指出較高的時(shí)滯會顯著降低系統(tǒng)暫態(tài)性能，甚至使整個系統(tǒng)不穩(wěn)定，在此基礎(chǔ)上進(jìn)行二次控制器的參數(shù)優(yōu)化設(shè)計(jì)，并提出一種通信時(shí)滯補(bǔ)償方案。

表2列出了現(xiàn)有文獻(xiàn)基于VOC 逆變器的小信號模型對不同因素影響系統(tǒng)穩(wěn)定性的分析結(jié)論。需要指出，目前提出的VOC 逆變器小信號建模是基于工頻交流周期平均法，其時(shí)間窗口遠(yuǎn)大于傳統(tǒng)基于開關(guān)周期平均的建模方法，該方法的適用性還需要進(jìn)一步研究和論證。

表2 小信號建模分析總結(jié)Table 2 Summary of small signal modeling and analysis

5 新型虛擬振蕩器

前述基于Dead-Zone型和Van der Pol型振蕩器的方案，雖在一定程度上改善了輸出電壓幅值和頻率的波動以及功率分配問題，但仍存在以下不足：

1）根據(jù)Liénard 定理，非線性振蕩器設(shè)計(jì)時(shí)需要保證存在穩(wěn)定的極限環(huán)，極限環(huán)為圓形時(shí)才能得到理想的正弦波，而Liénard 振蕩器無法得到理想的圓型極限環(huán)；

2）Dead-Zone 型和Van der Pol 型振蕩器本身不具備有功、無功功率調(diào)度能力，需要添加額外的功率控制環(huán)路以跟蹤功率參考。

針對以上問題，在Dead-Zone 型和Van der Pol型振蕩器的基礎(chǔ)上，延續(xù)發(fā)展出了以下幾種新型虛擬振蕩器控制方案。

1）dVOC。

dVOC 的基本思想是使電壓額定值和同步反饋測量的電壓幅值誤差和相位誤差最小化，并以額定角頻率ω0在穩(wěn)態(tài)下工作。通過在虛擬振蕩器中引入瞬時(shí)功率的額定值和電壓量，使VOC 具備了功率調(diào)度能力［23-25］。與傳統(tǒng)VOC不同，dVOC的振蕩頻率和輸出電壓的額定值是直接給定的，一定程度上降低了參數(shù)設(shè)計(jì)的復(fù)雜度。在αβ坐標(biāo)系中其控制方程可以描述為：

式（11）等號右側(cè)第一項(xiàng)為dVOC 的基本部分，根據(jù)額定電壓與額定頻率生成參考電壓；第二項(xiàng)為幅值校正環(huán)節(jié)，用于調(diào)節(jié)輸出電壓幅值與額定值匹配；第三、四項(xiàng)為相位校正環(huán)節(jié)，用于縮小額定電流與輸出電流之間的相位差。

與傳統(tǒng)VOC 類似，式（11）同樣隱含了類下垂特性［23］。dVOC 的另一個優(yōu)點(diǎn)是在穩(wěn)態(tài)下能提供一個以恒定角頻率旋轉(zhuǎn)的極限圓，從而能生成理想的正弦參考電壓［57］。但由于其控制方程與線路阻抗參數(shù)相關(guān)，目前的分析都是假設(shè)線路阻抗比為一固定值，然而實(shí)際工程中線路阻抗較難精確測定，線路參數(shù)變化時(shí)dVOC方案的魯棒性需要進(jìn)一步分析。

2）AH-VOC。

作為dVOC中的一種，AH-VOC在穩(wěn)態(tài)下輸出具有理想的極限圓，同樣解決了傳統(tǒng)VOC 中非線性振蕩器帶來的諧波問題［26-27］。文獻(xiàn)［58］提出了Hopf分岔振蕩器應(yīng)用于逆變器控制的方案，指出其具有比Liénard 振蕩器更好的負(fù)載均分性能和魯棒性。AHVOC具有2個正交信號作為輸入［59-61］，對比傳統(tǒng)VOC方案，更適用于三相系統(tǒng)，其控制結(jié)構(gòu)如附錄A 圖A7 所示。圖中受控電壓源vm和受控電流源im定義如下：

文獻(xiàn)［62］通過分析指出AH-VOC 逆變器輸出功率存在跟蹤誤差的原因在于其需要同時(shí)維持輸出電壓在額定值，通過求解潮流方程得到ku的設(shè)定值，考慮到系統(tǒng)阻抗參數(shù)難以精確測量，通過加入有功功率跟蹤誤差的積分運(yùn)算值對其進(jìn)行補(bǔ)償，以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)態(tài)功率跟蹤。文獻(xiàn)［63］進(jìn)一步將AH-VOC 拓展到逆變器并聯(lián)系統(tǒng)中，考慮了由死區(qū)效應(yīng)、非理想開關(guān)器件和濾波器引起的電壓偏差，并引入電壓、電流雙環(huán)控制實(shí)現(xiàn)對輸出電壓的調(diào)節(jié)。

3）uVOC。

為使控制器具備在過載、短路等工況下的故障穿越能力，文獻(xiàn)［29，64-65］在dVOC的理論基礎(chǔ)上提出一種uVOC 方案，在并網(wǎng)模式和孤島模式運(yùn)行時(shí)具有統(tǒng)一的分析、設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)框架。通過在功率同步環(huán)路中嵌入限流器實(shí)現(xiàn)逆變器與任意幅值電網(wǎng)電壓的同步，同時(shí)在故障穿越中具有快速的限流能力。然而該方案僅適用于電網(wǎng)發(fā)生對稱故障情況。針對非對稱故障，文獻(xiàn)［30］提出一種雙同步統(tǒng)一型虛擬振蕩器控制dsUVOC（double synchronous UVOC）方案，采用2 個振蕩器來實(shí)現(xiàn)對不平衡電網(wǎng)的正負(fù)序基頻分量的同步，通過在同步環(huán)路中嵌入正負(fù)序矢量限流器，無需切換到備用的控制器或鎖相環(huán)即可在對稱或不對稱故障條件下實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)。

表3 給出了各振蕩器的主要特征對比。從功率調(diào)度角度看，dVOC、AH-VOC、uVOC 因本身控制方程中帶有功率參考值輸入，因此能夠?qū)崿F(xiàn)功率自由調(diào)度。從諧波產(chǎn)生角度看，Dead-Zone 型和Van der Pol型振蕩器的結(jié)構(gòu)特征不可避免地帶來諧波成分，合適的參數(shù)設(shè)計(jì)可以降低諧波含量，但會影響系統(tǒng)的動態(tài)性能。不同振蕩器的參數(shù)設(shè)計(jì)可參閱文獻(xiàn)［32］，本文不再贅述。一致的是，幾種振蕩器都隱含了下垂機(jī)制，因此有必要對比VOC、下垂控制和VSG控制的性能。

表3 不同振蕩器比較Table 3 Comparison of different oscillators

6 VOC與下垂控制、VSG的對比研究

圖5 給出了基于下垂控制［66］、VSG 控制［67］和VOC 的逆變器控制框圖，可以看出，3 種控制方案都是輸出正弦參考電壓給后級的電壓控制器，均為電壓型控制。下垂控制、VSG 控制需要采樣逆變器輸出電壓、電流進(jìn)行平均功率計(jì)算，且一般需要低通濾波器平滑功率波動；而VOC 僅需采樣輸出電流瞬時(shí)值進(jìn)行反饋，因此在快速響應(yīng)能力上更具有潛力。

圖5 逆變器控制框圖Fig.5 Control block diagrams of inverter

如3.1節(jié)所述，VOC逆變器的平均動力學(xué)特性中隱含有下垂控制率，將下垂控制中的下垂系數(shù)按照一定的規(guī)則選取，VOC 與下垂控制可具有相似的穩(wěn)態(tài)下垂特性［9，13］。文獻(xiàn)［68］指出，下垂控制器的性能隨著并聯(lián)逆變器耦合程度的增加而變差甚至造成系統(tǒng)不穩(wěn)定，而VOC 則隨著耦合程度的增加而改善，下垂控制器更適用于高線路阻抗微電網(wǎng)，而在低阻抗微電網(wǎng)中，VOC是更好的選擇。

文獻(xiàn)［55］通過建立RL 負(fù)載下平均化后的VOC與下垂控制下單臺三相逆變器的小信號狀態(tài)空間模型，發(fā)現(xiàn)二者具有相似的主導(dǎo)極點(diǎn)，指出VOC 與下垂控制能夠通過參數(shù)設(shè)計(jì)獲得相類似的瞬態(tài)響應(yīng)。文獻(xiàn)［53］應(yīng)用擾動法建立VOC 逆變器的小信號模型，通過系統(tǒng)特征根分析指出VOC 具有更優(yōu)的動態(tài)性能和更小的暫態(tài)過沖。文獻(xiàn)［56］通過多機(jī)小信號建模對系統(tǒng)特征根分布進(jìn)行分析比較，指出帶阻性負(fù)載、恒功率負(fù)載和非線性負(fù)載時(shí)，在允許電壓頻率變化較大時(shí)，VOC的暫態(tài)性能優(yōu)于下垂控制，否則下垂控制更優(yōu)。

文獻(xiàn)［69］推導(dǎo)了對應(yīng)于感性阻抗下的下垂方程的VOC 動力學(xué)方程，通過分析參與因子對特征根的影響，指出VOC 在瞬時(shí)頻率響應(yīng)速度上優(yōu)于下垂控制，而在電壓幅值響應(yīng)速度上則表現(xiàn)較差。文獻(xiàn)［3］在建立了VOC、下垂控制、VSG 控制小信號模型下，分析了濾波參數(shù)攝動下系統(tǒng)根軌跡的分布情況，發(fā)現(xiàn)VOC 特征值的負(fù)實(shí)部更加遠(yuǎn)離虛軸，意味著VOC具有更快的動態(tài)響應(yīng)性能。實(shí)驗(yàn)結(jié)果還表明穩(wěn)態(tài)下VOC逆變器輸出電壓具有更小的穩(wěn)態(tài)誤差。

文獻(xiàn)［70］通過系統(tǒng)特征值分析法和仿真對比了AH-VOC 與傳統(tǒng)下垂控制，結(jié)果表明AH-VOC 具有更優(yōu)的動態(tài)性能。前述文獻(xiàn)均從小信號分析角度進(jìn)行比較，文獻(xiàn)［59］則從大信號模型入手，采用圓上的向量場分析dVOC 的功角動態(tài)方程以評估其暫態(tài)穩(wěn)定性，運(yùn)用相圖法分析下垂控制的暫態(tài)穩(wěn)定性，結(jié)果表明在大的電網(wǎng)擾動下dVOC 具有優(yōu)于下垂控制的暫態(tài)穩(wěn)定性能。

表4 給出了VOC、下垂控制與VSG 控制部分特征的對比總結(jié)。在慣量支撐方面，在下垂特性的基礎(chǔ)上，進(jìn)一步模擬同步發(fā)電機(jī)的電磁特性及轉(zhuǎn)子慣性，即為VSG 控制，可使逆變器具有慣性［71］。而VOC 逆變器之間的同步不依賴于慣性，初始功角為任意值時(shí)都能達(dá)到同步，因此不具有慣性的多VOC逆變器并聯(lián)系統(tǒng)接入電網(wǎng)時(shí)，不會因電網(wǎng)整體慣性不足而出現(xiàn)不穩(wěn)定，但在多種控制方式混合的多源系統(tǒng)（如VOC 逆變器、基于VSG 控制或下垂控制的逆變器、同步發(fā)電機(jī)組成的并聯(lián)系統(tǒng)）中，若電網(wǎng)的整體慣性偏低會引起同步發(fā)電機(jī)的功角穩(wěn)定性變差［72］。為增強(qiáng)VOC 逆變器系統(tǒng)的慣性，文獻(xiàn)［72］在電流反饋回路上接入一個二階廣義積分器，利用其對輸入信號的慣性延時(shí)作用，使VOC 逆變器具有與同步發(fā)電機(jī)類似的慣性，增強(qiáng)了多種控制方式混合的并聯(lián)系統(tǒng)中同步發(fā)電機(jī)（傳統(tǒng)電源）的功角穩(wěn)定性。文獻(xiàn)［32］提出一種將虛擬慣性合成到dVOC 的方法，將dVOC的功率設(shè)定值PVI改寫為：

表4 VOC、下垂控制和VSG控制對比Table 4 Comparison of VOC，droopcontrol and VSG control

式中：Δω=ω-ω0；KI為慣性系數(shù)；KD為阻尼慣量。此外，文獻(xiàn)［73］通過向AH-VOC 接入比例微分控制器，為系統(tǒng)添加了慣量支撐，在低慣量系統(tǒng)中為發(fā)電功率和需求功率的不平衡造成的頻率偏差提供補(bǔ)償。

綜上可知：在動態(tài)響應(yīng)上，由于VOC 作為一種時(shí)域控制器，利用逆變器瞬時(shí)輸出電流作為反饋量，無需計(jì)算平均功率，因此在響應(yīng)速度上具有優(yōu)勢；穩(wěn)態(tài)時(shí)，在合理設(shè)計(jì)VOC 參數(shù)的情況下，其生成的參考電壓對比下垂控制與VSG 控制具有更小的幅頻偏差［3］；在慣性支撐方面，已有前述方案能夠賦予VOC 逆變器類似與同步發(fā)電機(jī)的慣性，但這些方案的暫態(tài)、穩(wěn)態(tài)特性以及與VSG 控制的對比尚未深入研究。

7 進(jìn)一步研究展望

VOC 作為一種新型的多逆變器并聯(lián)控制技術(shù)，在控制性能上表現(xiàn)出優(yōu)異的潛力，已有研究在振蕩器結(jié)構(gòu)、功率控制策略和小信號穩(wěn)定性分析方面取得了一定成果。然而，由于VOC 的非線性特性及其與逆變器主電路基于輸出電流反饋的耦合交互機(jī)制，其在幅頻控制、非線性負(fù)載、三相不平衡負(fù)載、非同型逆變器并聯(lián)等應(yīng)用場合中實(shí)現(xiàn)精確功率調(diào)度和輸出電能質(zhì)量優(yōu)化等目標(biāo)尚需進(jìn)一步研究。

1）虛擬振蕩器輸出電壓的幅頻控制問題。

虛擬振蕩器的振蕩控制是一種瞬時(shí)值控制方式，由于LC 振蕩回路的儲能具有“慣性”，若未在L或C 元件能量為0 時(shí)改變SRM 工作模式，則難以避免uoso幅值存在超調(diào)，造成幅值控制偏差。此外，VOC 基于“LC 諧振”的頻率輸出機(jī)制，使逆變器在帶感性或容性負(fù)載時(shí)，由虛擬電感、電容決定的額定頻率會受到負(fù)載的影響而引起頻率偏移。從VOC 隱含的下垂特性也可知其輸出電壓的幅頻特性受到負(fù)載影響?？紤]到VOC 幅頻調(diào)節(jié)的隱性特征，可考慮引入分層控制，通過在二次控制層中對電壓增益系數(shù)、虛擬電感和電容值等參數(shù)進(jìn)行調(diào)節(jié)，補(bǔ)償幅值與頻率偏差，將輸出電壓恢復(fù)至額定值。

2）電流諧波對振蕩網(wǎng)絡(luò)的擾動問題。

虛擬振蕩網(wǎng)絡(luò)中存在受控于逆變器輸出電流的擾動電流源，帶非線性負(fù)載或并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)若輸出電流存在諧波分量，該分量將進(jìn)入虛擬振蕩器網(wǎng)絡(luò)，直接對振蕩器輸出電壓造成污染，從而影響逆變器輸出電壓的電能質(zhì)量。目前，VOC 逆變器并網(wǎng)運(yùn)行中常采用陷波濾波器來抑制振蕩器輸出電壓諧波含量造成的諧波電流，但無法抑制來自電網(wǎng)側(cè)的諧波［74］。文獻(xiàn)［75］采用虛擬阻抗調(diào)節(jié)VOC 逆變器在諧波頻率處的等效阻抗，來抑制并網(wǎng)電流諧波，然而虛擬阻抗的引入降低了逆變器輸出電壓幅值，且對于多個諧波頻率下的高增益諧振可能會對整個系統(tǒng)的穩(wěn)定性造成影響。文獻(xiàn)［76-77］采用卡爾曼濾波器估計(jì)在公共耦合點(diǎn)處的電壓諧波含量，并將其嵌入VOC逆變器的前饋控制回路中，與虛擬阻抗法相比對并網(wǎng)諧波電流的抑制效果更強(qiáng)。

振蕩器輸出電壓存在諧波的根源在于振蕩器本身的動力學(xué)特性以及反饋至振蕩網(wǎng)絡(luò)的逆變器輸出電流諧波分量。前者可通過調(diào)整振蕩器控制參數(shù)來緩解或采用前述新型VOC 方案；后者可對電流提取基波分量再進(jìn)行反饋。但VOC 逆變器的動態(tài)性能和諧波抑制能力是一個權(quán)衡問題，較好的動態(tài)性能會帶來更大的諧波失真［9，68］。

3）三相不平衡負(fù)載下的VOC方案。

目前基于VOC 的三相逆變系統(tǒng)研究主要針對三相對稱負(fù)載的情況，通過對三相輸出電流進(jìn)行αβ變換作為振蕩網(wǎng)絡(luò)的電流反饋量，并輸出三相對稱電壓參考信號。顯然，當(dāng)前的VOC 結(jié)構(gòu)本身并不具備三相不平衡抑制能力，因此可由后級的電壓控制器來承擔(dān)該功能需求，目前針對三相電壓不平衡問題的補(bǔ)償方法主要是基于正負(fù)序分量分解反饋技術(shù)［43，78-79］。此外，模型預(yù)測控制、滑?？刂频确蔷€性控制器可以在一定程度上克服傳統(tǒng)線性控制在不平衡電壓補(bǔ)償方面的不足，可考慮作為VOC 的后級電壓控制器。另一方面，可從VOC 本身入手，可嘗試對目前的振蕩器結(jié)構(gòu)進(jìn)行拓展，如構(gòu)造三相結(jié)構(gòu)的虛擬振蕩器等，在應(yīng)對三相電壓不平衡問題上有潛在優(yōu)勢。

4）VOC應(yīng)用于非同型逆變器并聯(lián)系統(tǒng)。

在微電網(wǎng)、以智能電網(wǎng)為主體的綜合能源系統(tǒng)等電力電子化的多能源發(fā)電系統(tǒng)中，不同廠商生產(chǎn)的逆變器裝置共存將逐漸常態(tài)化，意味著非同型逆變器需要具備直接并聯(lián)運(yùn)行的能力。而目前基于下垂控制、VSG 控制和VOC 的逆變器并聯(lián)大多以同型逆變器作為理論、仿真和實(shí)驗(yàn)研究的對象，即考慮協(xié)同運(yùn)行的逆變器具有相同的拓?fù)?、電壓控制策略和參?shù)，主要考慮逆變器外部特性特別是阻抗（逆變器等效阻抗及連線阻抗）特性失配帶來的問題。非同型逆變器的不同內(nèi)部特性對輸出電壓的動靜態(tài)響應(yīng)會表現(xiàn)出不同的動力學(xué)特性，進(jìn)而影響并聯(lián)系統(tǒng)的性能。基本地，如前述，逆變器電路參數(shù)、控制策略等不同會導(dǎo)致不同逆變器的空載電壓增益與等效輸出阻抗參數(shù)存在差異。因此，針對非同型逆變器的VOC等自治型并聯(lián)控制技術(shù)的進(jìn)一步深入研究亟待進(jìn)行，可從電壓跟蹤控制器入手，探討能夠嚴(yán)格跟隨參考電壓的控制方法，從而消除數(shù)學(xué)模型上不同逆變器之間的特性差異。

8 結(jié)語

電力電子技術(shù)驅(qū)動下的分布式電源廣泛接入逐漸在能源結(jié)構(gòu)優(yōu)化中起顯著作用，VOC 技術(shù)的提出為逆變器無互聯(lián)線并聯(lián)運(yùn)行提供了新的控制思路，豐富了多逆變器并聯(lián)系統(tǒng)的運(yùn)行控制方法，具有良好的應(yīng)用前景。本文在總結(jié)大量國內(nèi)外VOC 相關(guān)文獻(xiàn)的基礎(chǔ)上，從VOC 控制結(jié)構(gòu)、并聯(lián)運(yùn)行同步機(jī)制、動力學(xué)特性、功率控制、小信號穩(wěn)定性分析、新型VOC 方案等方面進(jìn)行了全面綜述，闡述并總結(jié)了當(dāng)前VOC 與下垂控制、VSG 控制的對比研究結(jié)果，結(jié)合VOC 的特點(diǎn)及應(yīng)用場合探討了VOC 技術(shù)尚面臨的若干關(guān)鍵問題及相關(guān)解決思路。希望本文能為VOC技術(shù)的進(jìn)一步研究和發(fā)展提供有益參考。

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