程友峰 王迎熹 鐘佳麗 廖 成

(西南交通大學電磁場與微波技術研究所 成都 610031)

1 引言

2021年，中國科協(xié)發(fā)布年度重大科學問題、工程技術和產業(yè)技術問題，其中如何發(fā)展與5G/6G融合的衛(wèi)星互聯(lián)網(wǎng)絡通信技術位列十大產業(yè)技術問題中[1]。為構建全球無縫覆蓋的通信網(wǎng)絡，星地融合是未來6G網(wǎng)絡技術發(fā)展的重要方向[2,3]。在此背景下，近年來衛(wèi)星通信尤其是大型低軌道衛(wèi)星星座發(fā)展迅速，國內低軌衛(wèi)星通信系統(tǒng)建設也已提上日程，在提出“虹云”、“鴻雁”低軌衛(wèi)星通信星座計劃的同時，更是將“與5G/6G融合的衛(wèi)星通信技術研究與原理驗證”課題納入國家重點研發(fā)計劃的重點專項中[4]。作為衛(wèi)星通信系統(tǒng)的重要部件之一，衛(wèi)星通信天線往往要求具有寬帶寬、高增益、圓極化、重量輕以及易于集成安裝等性能。因此，高性能平面寬帶高增益圓極化天線一直是一項研究熱點[5,6]。

人工電磁結構能夠展現(xiàn)出自然材料所不具備的電磁特性，近年來也已被研究者引入到圓極化天線的設計中。按照所引入的人工電磁結構與輻射源的位置關系，可以將基于人工電磁結構的圓極化天線分為以下3類。第1類是將人工電磁結構放置在輻射源的下方以充當反射器。文獻[7,8]提出了一種基于矩形貼片周期人工地結構，并將其應用于寬帶圓極化天線的設計。所設計的人工地結構對于X和Y極化波的反射相位分別是+90°和-90°，那么結合偶極子天線的直接輻射波和人工地結構的反射波的合成波即具有兩個幅度相等相位相差90°的正交分量，因而能夠形成圓極化輻射?；诖耍墨I[8]所設計的圓極化天線分別具有20%和40%的軸比帶寬和阻抗帶寬。文獻[9]通過在圓極化貼片輻射源的下方放置超表面結構實現(xiàn)了阻抗與軸比帶寬的增強，所放置的超表面不僅能夠在貼片與超表面之間產生額外的電磁耦合進而提升帶寬性能，而且能夠增大天線的場分布區(qū)域以提升其有效口徑。此外，加載人工電磁結構反射器還能夠實現(xiàn)雙頻圓極化天線的設計[10]。人工電磁結構還可以直接作為圓極化天線的輻射源，最典型的代表是圓極化超表面天線[11–14]。這些設計或者利用特殊設計的縫隙耦合饋電在超表面中形成等幅且相位相差90°的正交電場分量(如文獻[11]中的斜45°縫隙耦合饋電與文獻[12]中的“米”字形縫隙連續(xù)旋轉耦合饋電)，或者利用特殊制備的超表面周期單元將線極化耦合電磁能量轉換為圓極化輻射(如文獻[13,14]中的切角型超表面單元)。以上這些設計在實現(xiàn)圓極化輻射的同時，也獲得了寬帶或多頻性能。第3類是人工電磁結構用作輻射源的覆層，這類天線的特點是利用超表面等結構擴展圓極化天線的阻抗與軸比帶寬[15,16]，或者利用超表面極化轉換性能實現(xiàn)線極化到圓極化的轉變[17,18]。文獻[19]通過在微帶貼片的上方放置4×4超表面結構實現(xiàn)了圓極化天線的帶寬性能增強，所設計天線的軸比與阻抗帶寬分別達34.1%和63.6%，他們相較于未加載超表面時分別增加了20.2%和47.3%。以上設計均基于人工電磁結構實現(xiàn)了寬帶/多頻圓極化天線，但對于天線的高增益性能的促進作用卻并不明顯。

法布里-珀羅(Fabry-Perot, F-P)諧振腔天線是一種典型的高增益天線，其在衛(wèi)星通信系統(tǒng)中也有良好的應用潛力[20]。2014年，文獻[21]分析了FP天線軸比與反射地板的反射相位以及部分反射表面的透射和反射相位的關系，并基于此提出了一種基于線極化輻射源的圓極化F-P天線的通用設計方法。進一步地，為驗證所提出的設計方法，文中設計了一款工作在15 GHz的高增益圓極化天線，然而該天線的帶寬相對較窄。文獻[22]利用集成了部分反射功能與極化轉換功能的超表面結構，設計了一款具有高口徑效率的圓極化F-P天線。線極化源所輻射出的電磁波在F-P腔體中震蕩并經(jīng)部分反射表面透射形成高增益性能，而極化轉換功能能夠將透射出的線極化波轉換為圓極化波，由此實現(xiàn)圓極化。以上兩種設計的共同缺點是它們的阻抗與軸比帶寬都相對較窄。此外，還可以直接利用圓極化輻射器來作為F-P天線的輻射源。文獻[23]采用圓極化磁電偶極子作為F-P天線的輻射源，設計了一款具有寬帶與高增益性能的圓極化天線。測試結果表明該天線分別具有54%與29.3%的阻抗與軸比帶寬，并且在寬帶范圍內的峰值增益達11.45 dBi。文獻[24]在寬帶圓極化交叉偶極子輻射源的上方加載特殊設計的部分反射表面，獲得了分別為43.37%與39%的阻抗帶寬和軸比帶寬，且實現(xiàn)了12.5 dBi的峰值增益。然而，這種利用圓極化輻射源的設計往往需要復雜的饋電網(wǎng)絡，一定程度上降低了天線的制造簡易型以及增大了設計成本[21]。因此，設計基于線極化輻射源的寬帶高增益F-P天線目前仍具有較大的挑戰(zhàn)[25]。

本文正是針對基于線極化輻射源的高增益圓極化F-P天線，探究其阻抗與軸比帶寬的拓展設計方法。首先，在已報道的反射型極化轉換超表面輔助設計圓極化天線的基礎之上，擴展了部分極化表面用于圓極化天線的工作原理，并基于此提出及分析了初始寬帶圓極化天線的結構與性能。然后，加載與反射型部分極化轉換表面的周期圖案具有相同結構的部分反射表面用于擴展天線的帶寬與提升可實現(xiàn)增益。最終，實現(xiàn)了一款基于部分極化轉換表面和部分反射表面的寬帶高增益圓極化天線。仿真、加工與測試表明，該天線的阻抗與軸比帶寬分別為6.8～8.4 GHz (21.3%)和6.8～8.3 GHz (19.9%)，且峰值增益達10.5 dBi。

2 超表面單元設計與分析

部分極化轉換表面與部分反射表面的單元結構如圖1(a)與1(b)所示，二者的周期金屬圖案相同，區(qū)別在于是否存在有反射地板。所印刷的金屬圖案為非旋轉對稱的四臂張角單元，其由耶路撒冷十字形單元結構演化而來，相鄰兩臂的寬度分別為L1和L2，四臂上均刻蝕有3個寬度均為Ws的圓弧形縫隙用以增強周期結構的工作帶寬。所刻蝕的縫隙等位為加載串聯(lián)電容，進而降低總體等效電容，而超表面結構的諧振帶寬可以等效為串聯(lián)LC電路的諧振帶寬，因而減小總體等效電容能夠有效擴展超表面結構的工作帶寬[26]。對于部分極化轉換表面結構，控制L1與L2的比值能夠調節(jié)極化轉換的幅度與相位差。兩種超表面結構的單元周期均為Dc，在仿真設置中，采用如圖1(c)所示的三角形柵格布局，這與后續(xù)其在天線設計中的應用情況一致。超表面單元的具體結構參數(shù)如表1所示，所采用的介質基板為國產旺靈F4B-M，相對介電參數(shù)為3.5。

表1 部分極化轉換表面與部分反射表面的單元結構參數(shù)(mm)

所設計的部分極化轉換表面在x極化入射波照射條件下的反射性能如圖2(a)所示。從圖中可以看出，在6.5～15.0 GHz頻段內，入射波經(jīng)該超表面反射后的反射波分為x極化與y極化兩部分，并且它們的相位差始終維持在90°。假設反射波中，x極化分量的占比為A，則y極化分量的占比為1－A。

文獻已報道有利用完全極化轉換表面實現(xiàn)圓極化天線的設計[27]，需要說明的是本文所提出的超表面單元也可以實現(xiàn)完全極化轉換。圖2(b)分析了介質基板厚度對于反射波中x極化分量與y極化分量的比值的影響，可以發(fā)現(xiàn)當介質基板的厚度由3 mm降低到1.8 mm時，在11.0～18.0 GHz頻段內，反射波中僅剩下y極化分量，而x極化反射波則近乎為零。本設計中，選擇利用部分極化轉換的原因在于其工作頻帶(6.5～15.0 GHz)遠低于完全極化轉換的工作頻帶，因而有利于實現(xiàn)后續(xù)天線的小型化設計。并且，部分極化轉換也能夠從機理上實現(xiàn)圓極化輻射，具體的分析將在第3節(jié)給出。綜上所述，所設計的超表面單元的性能優(yōu)勢主要體現(xiàn)在寬工作帶寬以及小型化兩方面。

圖1(b)的周期單元結構在x極化入射波照射條件下的反射與透射性能如圖2(c)所示，可以發(fā)現(xiàn)其在6.0～13.0 GHz頻帶范圍內表現(xiàn)出部分反射的性能。此外，該周期結構對于x極化與y極化入射波的反射相位相等，這意味著其在用于F-P天線的部分反射表面時對于腔體內的x極化波與y極化的90°相位差不會產生影響。甚至，后續(xù)分析表明該部分反射表面能夠有利于擴展圓極化天線的軸比帶寬。

圖1 部分極化轉換表面與部分反射表面的單元結構及其仿真模型

圖2 部分極化轉換表面與部分反射表面的周期結構仿真結果(x極化入射情況)

3 天線設計與分析

3.1 天線整體結構

本文所設計的寬帶圓極化F-P天線主要分為3個部分，分別是部分極化轉換超表面部分，貼片輻射源部分以及部分反射表面部分，天線的整體架構如圖3所示。部分極化轉換超表面部分由6×6圖1(a)的單元結構周期排列組成，而部分反射表面部分則包含有36個圖1(b)的單元結構。F-P天線的輻射源為同軸饋電的矩形貼片，為擴展天線的帶寬，4組寄生貼片旋轉對稱放置在源貼片的周圍。需要說明的是，所設計的F-P天線通過借助部分極化轉換表面與部分反射表面，在寬帶范圍內將源貼片的窄帶線極化輻射轉變成寬帶高增益圓極化輻射，并且具有饋電結構簡單、口徑緊湊以及易于集成等優(yōu)點。

圖3 最終天線的結構示意圖

所提出的F-P天線共有3層介質基板，其中部分極化轉換表面與部分反射表面的介質電性能已在第2節(jié)給出，輻射源貼片下方的介質基板同樣為國產旺靈板材，其相對介電常數(shù)為2.2。最終天線的具體結構參數(shù)列于表2中。

表2 所設計的圓極化F-P天線的最終結構參數(shù)(mm)

3.2 工作原理分析

首先，無部分反射表面和寄生貼片加載的圓極化初始天線被提出，其結構參數(shù)與圖3的參數(shù)相同。如圖4所示，貼片天線所產生的電磁波可以分為具有相同幅度的前向波(k11)與后向波(k12)，它們的幅度可以表示為1/2，而它們的電場方向相同(分別可以表示為E11與E12)。其中后向波經(jīng)部分極化轉換表面反射后分為兩部分(分別可以表示為k21與k22)，并且它們的幅度分別為A/2與(1–A)/2。需要注意的是k11與k22的電場方向相反，因而它們的合成波的幅度為1/2–(1–A)/2= A/2。此時，該合成波與k21的幅度相同，電場相互垂直且相位相差90°，因而能夠形成圓極化輻射。

圖4 初始天線的圓極化產生原理示意圖

需要注意的是，在初始天線設計中，為實現(xiàn)下層超表面結構的部分極化轉換功能，激勵貼片需放置在x軸方向以產生x極化輻射波。初始天線的反射系數(shù)、軸比以及可實現(xiàn)增益隨頻率的變化關系分別如圖5(a)，圖5(b)和圖5(c)所示，可以看出天線的阻抗帶寬為7.3～8.6 GHz，而軸比帶寬為7.1～7.8 GHz，帶寬內的峰值增益為6.3 dBi。

然后，加載寄生貼片以擴展天線的阻抗與軸比帶寬。寄生貼片的尺寸小于激勵貼片，并且偏離激勵貼片較遠的貼片具有更小的尺寸。寄生貼片通過耦合在高頻處產生諧振，進而能夠在高頻處產生向上和向下的輻射波，并經(jīng)過部分極化偏轉表面的反射后形成圓極化性能。因此，寄生貼片的加載能夠改善初始天線的高頻處反射與輻射性能。圖5給出了初始天線在加載寄生貼片情況下的仿真結果，可以發(fā)現(xiàn)此時的阻抗帶寬為7.1～9.2 GHz，相較于初始天線擴展了9.4%。同時加載寄生貼片時的軸比帶寬為7.4～8.4 GHz，相較于初始天線提升了3.3%。并且?guī)拑鹊目蓪崿F(xiàn)峰值增益也從6.3 dBi上升到了7.1 dBi。

另外，為提升初始天線的輻射增益，引入了部分反射結構以構成F-P天線。F-P諧振腔的厚度設置為半波長，腔體內由部分反射表面反射回來的電磁波經(jīng)部分極化轉換表面反射后仍然能滿足x極化分量與y極化分量幅度相等且相位相差90°的關系，因而能夠保持良好的圓極化性能。圖5給出了初始天線在僅加載部分反射表面情況下仿真得到的反射與輻射性能，通過對比可以發(fā)現(xiàn)天線的峰值增益增加了4.0 dB，并且阻抗與軸比帶寬也得到了增強，分別為6.8～9.2 GHz和7.2～8.0 GHz。通過對比可以發(fā)現(xiàn)，部分反射表面的加載引入了新的諧振使得F-P天線產生雙諧振，進而實現(xiàn)了阻抗帶寬的擴展。為解釋加載部分反射表面所產生的新諧振，天線在xoz平面所產生的電場分布繪制于圖6，顯然上述兩個諧振的融合拓展了天線的反射帶寬。

圖5 初始、改進與最終天線的反射與輻射性能

圖6 初始與部分反射表面加載天線的xoz平面電場分布

需要說明的是，天線的反射系數(shù)與有效口徑都直接影響著其可實現(xiàn)增益，它們之間的關系可以表述為

其中，Ae表示的是有效口徑，其隨著頻率的上升逐漸增大，η表示的是效率，其與反射系數(shù)成反比。顯然，最終天線的增益會隨著頻率的上升至約6.5 GHz，因有效口徑的增大以及效率的上升(反射系數(shù)逐漸降低)，天線的增益逐漸增大；當工作頻率由6.5 GHz逐漸增大至7.0 GHz時，有效口徑繼續(xù)增大，而反射系數(shù)則逐漸上升進而導致天線效率下降，因而天線增益曲線不能繼續(xù)上升而呈現(xiàn)較低的增益值；而隨著工作頻率的進一步上升，有效口徑持續(xù)增大，反射系數(shù)也逐漸降低進而天線效率上升，且F-P諧振腔的諧振條件進一步被滿足，因而天線的增益持續(xù)得到上升。以上分析與仿真及測試得到的結果相吻合，說明了該解釋的正確性。

最后，在初始天線的基礎之上同時加載寄生貼片與部分反射表面，由此形成了最終天線的設計。圖7展示了最終天線的反射與輻射性能及其與初始天線性能的對比，顯然最終天線的阻抗與軸比帶寬(6.5～9.2 GHz和6.8～8.4 GHz)相較于初始天線具有明顯的提升，同時工作頻帶(6.8～8.4 GHz)內的可實現(xiàn)增益為7.1～10.8 dBi，相較于初始天線的峰值增益也有較為明顯的提升，口徑效率達64.7%。

最終所設計的圓極化F-P天線的諧振腔高度t0對于反射性能與輻射性能的影響較大，理論上分析t0越大則低頻處性能能夠得到加強。為研究t0對于最終天線的帶寬與軸比的具體影響，圖7給出了不同t0參數(shù)下的仿真結果。通過對比可以發(fā)現(xiàn)，隨著t0的增大，天線的諧振頻率與峰值增益均朝著低頻方向下移。并且，t0增大對于低頻與高頻處的軸比具有改善效果，但是對于7.5 GHz頻率處的軸比有惡化的效果。為實現(xiàn)阻抗與軸比帶寬的最大化，t0最終選擇為14.0 mm。

圖7 F-P腔體高度對于最終天線的反射與輻射性能的影響

選擇與極化轉換表面相同的圖案作為部分反射表面的金屬圖案的目的是最大化天線的帶寬與增益性能，為說明所設計部分反射表面的優(yōu)勢，設計了一種基于經(jīng)典矩形單元的部分反射表面。當兩種部分反射表面分別加載且F-P腔體高度相同的條件下，相應的仿真結果如圖8所示。從圖中可以看出，兩種部分反射表面加載條件下的阻抗帶寬幾乎相同，然而加載所設計部分反射表面時的軸比帶寬更寬且可實現(xiàn)增益更高，由此可以佐證所設計部分反射表面的優(yōu)勢。

圖8 兩種部分反射表面以相同條件加載情況下的性能對比

4 天線性能與加工實測

為驗證所設計圓極化天線的帶寬、增益以及輻射方向圖等性能，對最終天線進行了加工與測試。天線實物如圖9所示，其中部分極化轉換表面部分與輻射源貼片部分采用固化片壓合PCB工藝壓合在一起，固化片的介電常數(shù)為4.4，厚度為0.1mm。同時，在天線的四周額外加了4個螺柱孔以便于安裝。天線采用SMA同軸接頭予以饋電，上下層之間利用塑料螺柱予以固定。

圖9 最終天線的加工實物圖

仿真與測試的反射系數(shù)隨頻率變化曲線如圖10(a)所示，二者在低頻段吻合得較好。測試得到的–10 dB阻抗帶寬為6.8～8.4 GHz (21.3%)，相較于仿真結果(6.5～9.2 GHz)具有一定的下降，主要原因在9.5 GHz頻率諧振處的阻抗匹配不夠好，導致反射系數(shù)大于–10 dB。造成這種結果的可能原因是部分反射表面相對于地面不夠平坦，以至于FP腔體的高度在各個位置上不一致。

圖10(b)展示了通過仿真與測試得到的軸比隨頻率變化曲線，對比發(fā)現(xiàn)仿真與測試結果吻合良好。測試得到的軸比帶寬為6.8～8.3 GHz (19.9%)，這與仿真結果(6.8～8.3 GHz)保持一致。結合上述阻抗帶寬結果，所設計的圓極化F-P天線的工作帶寬為6.8～8.3 GHz。

所設計天線在xoz和yoz平面內的遠場方向圖如圖11所示，可以看出該天線具有良好的右旋圓極化側射性能。并且，測試結果表明天線的交叉極化水平較低。圖10(c)繪制了天線的可實現(xiàn)增益隨頻率的變化曲線，測試結果表明峰值增益為10.5 dBi，略低于仿真結果。測試結果顯示，在工作帶寬內，天線的可實現(xiàn)增益為8.1～10.5 dBi，計算可得口徑效率達60.4%。此外，從圖10(c)還可以發(fā)現(xiàn)測試結果在低頻處優(yōu)于仿真結果，其原因通過對比圖7(c)與圖10(c)可以推測在于裝配時腔體高度難以控制為精確的14.0 mm而稍大于此值，因為圖10(c)測試所得到的增益曲線在低頻處與圖7(c)中F-P腔體高度增大后的結果類似。綜上，測試結果驗證了所設計天線良好的寬帶高增益圓極化性能。

圖10 仿真與測試性能對比

從圖11還可以發(fā)現(xiàn)，在高頻段天線輻射方向圖的旁瓣電平較高。為解釋這個問題，圖12給出了最終天線在xoz平面內的電場分布。從圖中可以看出，在7.0 GHz，電場主要集中在部分反射表面的中心部分，而在8.0 GHz，部分反射表面兩側的電場得到加強。因而，在低頻處天線的旁瓣電平較低而在高頻處的旁瓣電平較高。一種可行的解決方案是利用透射相位漸變的部分反射表面結構，通過調整透射相位改變不同方向上投射角的大小進而降低旁瓣電平，基于這種思路的F-P天線設計也已見諸于報道[31,32]。

圖11 仿真與測試的輻射方向圖

圖12 最終天線的xoz平面電場分布

最后，為體現(xiàn)本文所提出天線的性能優(yōu)勢，表3給出了所設計天線與已報道基于線極化源的圓極化F-P天線的相關參數(shù)對比。通過對比可以發(fā)現(xiàn)，所提出的天線在阻抗帶寬、軸比帶寬以及口徑效率等方面均具有較為明顯的優(yōu)勢。

表3 所設計及已報道文獻中基于線極化源的圓極化F-P天線性能對比

5 結論

本文提出了一種基于線極化輻射源的高增益圓極化天線。利用部分極化轉換超表面與部分反射表面，將線極化貼片的輻射轉變?yōu)楦咴鲆鎴A極化輻射。并且，通過加載寄生貼片與部分反射表面，擴展了天線的阻抗與軸比帶寬。基于此，文中詳細介紹了天線的結構、工作原理以及仿真與測試結果。測試結果表明，所設計天線的阻抗與軸比帶寬分別為21.3%和19.9%，且在工作帶寬內天線的峰值增益達10.5 dBi，口徑效率達60.4%。