陳錫聰，林福民，周冬躍，李紅濤，王媛媛

(廣東工業(yè)大學 物理與光電工程學院，廣州 510006)

0 引 言

陣列天線具有方向性強和總增益高的優(yōu)點，因而廣泛應用于無線通信領域。進入5G時代，天線的工作頻段越來越高，電磁波在發(fā)收和傳輸?shù)倪^程中存在更大的損耗。陣列天線由于高方向性和高增益性能，成為5G移動通信的重要解決方案之一。但是陣列天線的波束寬度窄，波束覆蓋范圍小。為此，引入了相控陣天線。相控陣天線由多個相同的天線單元組成，這些天線單元按照一定的位置分布，通過設置特定的饋電相位，可控制方向圖波束掃描，實現(xiàn)方向圖波束大范圍覆蓋。但是由于現(xiàn)代相控陣天線單元和饋電端口數(shù)量多，目前陣列天線與饋電網(wǎng)絡都是分離的，導致饋電網(wǎng)絡需要使用幾十條甚至上百條電纜將多路功分器、移相器和天線單元連接。如此龐大和復雜的饋電網(wǎng)絡限制了相控陣天線的應用，特別是小型基站的應用。

一個完整相控陣天線的研究主要分為天線層次和饋電網(wǎng)絡兩部分。饋電網(wǎng)絡傳輸線部分，可以通過微帶線串聯(lián)和并聯(lián)兩種方法實現(xiàn)與天線集成一體化設計[1-6]。使用微帶線串聯(lián)饋電的方式有走線布局簡單的優(yōu)點，但是端口之間隔離度差，同時端口之間的相位和幅度差異較大。并聯(lián)微帶線饋電，即多路功率分配器，通過功分器為天線單元饋電，輸出端口之間隔離度較好，饋電相位和幅度差異較小。

相控陣天線需要解決饋電網(wǎng)絡的相位變化問題，因此饋電網(wǎng)絡部分變得更復雜。有一些相控陣天線省略饋電網(wǎng)絡部分的設計，在測試和應用時，使用現(xiàn)成的多路功分器和移相器進行饋電[7-12]。這無疑增加了相控陣天線的體積和成本，在較大規(guī)模相控陣天線中，將出現(xiàn)幾十條甚至上百條連接電纜。顯然，由此設計的相控陣天線體積大，天線與饋電網(wǎng)絡分離，不利用小型化。

近年來，也有學者致力于小型化和集成一體化相控陣的研究和設計[13-17]。文獻[13]的設計無需移相器，利用不同的工作頻率，實現(xiàn)波束掃描，但是每次波束掃描都需要改變工作頻率，并且掃描角度小。文獻[14]設計了一款集成可調(diào)相位相控陣天線，但是相位移動效果差，波束僅僅掃描1°。文獻[15]通過集成波導移相器，在5～6 GHz實現(xiàn)了集成一體化1×4相控陣天線，但是由于使用波導功分器，僅僅4單元相控陣整體體積就非常大。文獻[16]設計了一款低剖面集成相控陣天線，天線與饋電網(wǎng)絡疊層設計，但是剖面也有81.5 mm。文獻[17]設計的饋電網(wǎng)絡，將型號為JSPHS-2484+的模擬移相器集成到饋電網(wǎng)絡中，但是仍然把饋電網(wǎng)絡與天線分離，相控陣天線只有6單元但是整體體積很大。

為解決上述問題，本文設計了一款工作于4.9 GHz頻段的集移相器、多路微帶線功分器和陣列天線于一體的小型化集成64單元相控陣天線。該相控陣天線按照8×8二維矩形陣排列分布，并采用45°線極化方式。本設計僅僅通過一個端口饋電，測試和使用過程中僅需一條饋電電纜，通過改變移相器芯片的輸入電壓即可實現(xiàn)水平和垂直二維掃描。該集成相控陣天線總厚度只有2.25 mm，具有低剖面小型化和集成一體化的顯著優(yōu)點。實測結(jié)果顯示，該相控陣天線有著較好的主極化和交叉極化隔離度，實測交叉極化隔離度≥30 dB，實測最大增益達15.3 dB，在4.9 GHz頻段主波束可在水平和垂直平面實現(xiàn)-58°～62°掃描。

1 理論與設計

1.1 天線單元設計

陣列天線的性能與天線單元關(guān)系密切。天線單元選取的天線類型為微帶貼片天線，微帶天線具有結(jié)構(gòu)簡單、低剖面和低成本的優(yōu)點。為實現(xiàn)64單元相控陣天線，天線單元采用高厚度的單層介質(zhì)片雙面覆銅的結(jié)構(gòu)。天線單元需要有盡量大的增益，這樣相控陣天線的整體增益也會更大。為了便于通過一個端口給相控陣天線所有單元饋電，天線單元采用饋電探針單饋電的方法實現(xiàn)線性極化。同時，為了便于雙極化應用，要求增益方向圖主極化和交叉極化隔離度大于20 dB。

在上述基礎和要求下，設計了如圖1所示的天線單元。圖1(a)是天線單元的頂層覆銅圖案，作為輻射層。其中天線覆銅圖案的主要變量參數(shù)如表1所示。圖1(b)是沿著輻射層邊長a切開的剖面圖，結(jié)構(gòu)1正是頂層覆銅天線，結(jié)構(gòu)2是介質(zhì)層，結(jié)構(gòu)3為覆銅金屬地板,結(jié)構(gòu)4是饋電探針，結(jié)構(gòu)1和3分別緊貼介質(zhì)層上下面。介質(zhì)片采用相對介電常數(shù)為2.2，損耗正切角0.001，厚度h為1.93 mm的F4bm板材，整體尺寸為33 mm×33 mm。該板材的選取能實現(xiàn)大尺寸板材加工，同時使64單元組成陣列天線時具有一定的厚度，不易變形甚至斷裂。輻射天線由穿過介質(zhì)片的單一饋電探針饋電，饋電探針距離天線中心距離K=2.35 mm。天線單元采用一個饋電點，利于在相控陣中把各個天線單元匯合于一個輸入端口。

(a)天線單元頂層覆銅圖案

(b)天線單元剖面圖圖1 天線單元圖

表1 天線頂層覆銅圖案的主要變量參數(shù)

通過電磁仿真軟件CST仿真，天線單元S11、增益和輻射方向圖結(jié)果如圖2所示。圖2(a)所示為回波損耗S11與真實增益隨頻率變化曲線圖，天線在4.9 GHz的S11達到-19.9 dB，4.85～4.93 GHz頻段范圍內(nèi)S11小于-10 dB，帶寬為80 MHz。在帶寬80 MHz頻段內(nèi)，天線真實增益均大于6.27 dB，在4.9 GHz達到最大值7 dB。圖2(b)所示為天線4.9 GHz主極化與交叉極化方向圖，由圖可知在XOZ平面和YOZ平面±60°范圍內(nèi)，天線主極化和交叉極化隔離度分為大于22 dB和40 dB。這表明該天線主極化和交叉極化隔離度很好，適用于雙極化天線設計。

(a)回波損耗S11與增益隨頻率變化曲線圖

(b)4.9 GHz主極化與交叉極化方向圖圖2 天線單元S11、增益和輻射方向圖

1.2 饋電網(wǎng)絡設計

為了從一個輸入端口給64單元的陣列天線饋電，并集移相器于一體，本文設計的饋電網(wǎng)絡采用9個1分8微帶線功分器。一個輸入端口通過1分8功分器輸出為能量均等分配的8路端口，這8個端口分別接入電壓控制型移相器芯片的輸入端，每個芯片的輸出端再接入相同的1分8功分器。

移相器芯片能工作于3～6 GHz，符合4.9 GHz工作頻段要求，插入損耗約為-4 dB。為了驗證移相器在饋電網(wǎng)絡環(huán)境下工作性能，加工板材選取與功分器板材一致，均為相對介電常數(shù)為2.55的F4b。移相器芯片的尺寸僅5 mm×5 mm，相比傳統(tǒng)相控陣器件，具有體積小、易集成和低成本的優(yōu)點。該移相器芯片與微帶線功分器集成以后，僅需調(diào)節(jié)芯片的供電電壓就可以實現(xiàn)移相器所在支路的相位，集成芯片相位移動范圍超過360°，能滿足波束寬角域連續(xù)掃描要求。圖3所示為實物移相器輸出相位隨電壓變化實測曲線圖，可見在4.9 GHz頻段周圍，相位移動效果較好。集成移相器與多路功分器后，最終表現(xiàn)為端口1的能量均等分配到64個端口，每個移相器控制同一列的8個天線單元相位。在電壓改變的情況下，移相器相位隨之變化，實現(xiàn)增益方向圖波束掃描。

圖3 移相器輸出相位隨電壓變化實測曲線圖

饋電網(wǎng)絡部分采用相對介電常數(shù)2.55，損耗正切角0.001，厚度H為0.18 mm的F4b板材。根據(jù)介質(zhì)片與微帶線寬度的關(guān)系，在該介質(zhì)片厚度下，微帶線50 Ω特性阻抗的寬度較小，有利于降低電磁波在微帶線中的損耗。同時，該板材種類有較低的損耗正切角，也能減少1分8功分器的插入損耗。此外，小寬度微帶線有利于減小布線占據(jù)面積，也能減少饋電網(wǎng)絡中微帶線之間的耦合度。功分器設計通過在介質(zhì)片的上面覆銅，形成一分八微帶線線路，再在介質(zhì)片下面覆銅作為金屬地板。

圖4所示是功分器實物加工與實測結(jié)果圖。圖4(a)是4.9 GHz一分八功分器實物加工圖，輸出端口之間的間距為33 mm，整體尺寸為260 mm×27.18 mm×0.18 mm。圖4(b)為1分8功分器的輸入端口回波損耗S11和其中兩個輸出端口的插入損耗S21與S41的仿真與實測結(jié)果圖，另外6個輸出端口的插入損耗與端口2和端口4是一致對稱的。

(a)4.9 GHz一分八功分器實物加工圖

(b) 回波損耗和輸出端口插入損耗圖圖4 功分器實物加工與實測結(jié)果圖

由圖4(b)可以看到，仿真與實測結(jié)果一致，在4.64～5.3 GHz頻段范圍實測S11≤-10.1 dB，而在4.9 GHz的S11達到-15.7 dB，輸出端口插入損耗約-9.8 dB。實測結(jié)果說明該1分8功分器能為工作于4.9 GHz的天線單元饋電，具有反射小和低損耗的優(yōu)點。

1.3 陣列天線設計理論

陣列天線需要合理設計天線單元的分布位置，以避免增益方向圖出現(xiàn)旁瓣。在二維矩形陣中，天線單元可以比擬為點源，點源之間間距為d，點源的饋電相位差為φ,方向圖波束指向與兩點源所在直線的夾角為θ，K為電磁波傳播常數(shù)。陣列方向圖波束掃描公式如式(1)所示，當ψ=0時，代表兩點源方向圖同相疊加，有最大增益。

ψ=Kdcosθ+φ。

(1)

再根據(jù)方向圖乘積原理，可得到陣列天線最終的方向圖。在相控陣天線設計中，為避免旁瓣方向圖出現(xiàn)，要求天線單元之間間距滿足如式(2)所示的關(guān)系。

(2)

式中：λ為電磁波工作波長；θmax代表增益方向圖波束掃描角度最大值。式(2)中間距d是一個上限值，而下限值不能太小。當相控陣中所有輻射單元都互相耦合時，最終將產(chǎn)生巨大明顯反射和惡化相控陣天線的方向圖，使之無法正常工作。因此相控陣天線單元間距d過小，將會導致陣列單元之間強耦合而無法正常工作。

本文設計的相控陣要求方向圖波束掃描最大值為62°，為避免方向圖出現(xiàn)明顯旁瓣，同時也為了避免天線單元間距過小而導致較強的耦合，采用d=33 mm作為相控陣天線的單元間距，并采用8×8矩形平面陣列分布形式。在該間距下，天線單元之間有20 dB隔離度，避免了強耦合而惡化相控陣天線性能，同時也能實現(xiàn)-58～62°寬角域方向圖波束掃描。

2 8×8陣列仿真與測試

在上述設計基礎上，將陣列天線與饋電網(wǎng)絡兩部分采用PCB壓合的方式集成于一體。圖5所示為相控陣天線的輻射天線層(頂層)和剖面圖。圖5(a)是輻射天線層(頂層)，天線單元之間間距d=33 mm，尺寸為A×B=286 mm×310 mm。圖5(b)為相控陣天線剖面圖，陣列天線和饋電網(wǎng)絡兩部分都有金屬地板，因此兩者可以共用同一片金屬地板(標記1)，頂端為陣列天線輻射單元(標記2)，底端為饋電微帶線功分器和移相器(標記3)，標記4和5分別是天線介質(zhì)層和饋電網(wǎng)絡介質(zhì)層。通過這樣的方式，陣列天線與饋電網(wǎng)絡兩部分在雙層PCB就可以實現(xiàn)，具有便于攜帶、低剖面和結(jié)構(gòu)簡單的優(yōu)點。陣列天線采用45°線性極化形式，每個單元按二維矩形平面陣排列，組成8×8相控陣天線。包括覆銅厚度在內(nèi)，天線整體厚度為2.25 mm。相控陣天線整體最終僅僅有一個輸入端口，使饋電網(wǎng)絡簡易化，解決了為64個天線單元饋電的難題，避免了饋電網(wǎng)絡與天線分離所需要的超多數(shù)量的電纜連接線，也極大減小了相控陣天線的體積，使測試和應用更加簡單方便。

(a)輻射天線層(頂層)

(b)相控陣天線剖面圖圖5 相控陣天線的輻射天線層(頂層)和剖面圖

根據(jù)相控陣波束掃描理論，在波束掃描角度越大，最大增益越小,3 dB波瓣寬度變大。同時，在大角度掃描時，由于接近θ極限值，增益方向圖也會出現(xiàn)稍大的副瓣，導致副瓣電平高。相控陣的增益方向圖XOZ平面波束掃描仿真圖如圖6所示，在4.9 GHz工作頻段，相控陣波束在0°掃描角有最大的增益，達到22.5 dB。在大角度波束掃描下，波束最大增益下降不大，當波束掃描至62°時，副瓣電平約為-3.2 dB；在掃描至-58°時，副瓣電平小于-2.1 dB。在3 dB波束寬度下，增益方向圖波束甚至可以覆蓋141°范圍。本文設計的相控陣天線可以掃描-58°～62°內(nèi)任意角度，不存在掃描盲區(qū)。表2列舉了增益方向圖部分掃描角度的詳細情況，包括掃描角度、最大增益、副瓣電平和3 dB波束寬度。

圖6 增益方向圖XOZ平面波束掃描仿真圖

表2 增益方向圖部分掃描角度的詳細情況

實物加工的唯一輸入端口采用2.92 mm連接器，圖7所示為相控陣天線實物加工和實測環(huán)境圖。圖7(a)和(b)分別是相控陣天線實物天線層(頂層)和饋電網(wǎng)絡層(底層)，圖7(c)是相控陣天線實物測試環(huán)境，在64近場微波暗室中對相控陣天線進行單端口饋電。仿真與實物測試S11如圖8所示，可見實測S11在4.63～4.85 GHz范圍均小于-10 dB，帶寬為220 MHz。由于加工誤差，實測最佳諧振點由4.9 GHz偏移至4.8 GHz，實測最佳頻點S11≤-32 dB。相控陣天線在實測最佳諧振頻點4.8 GHz和4.9 GHz的實測主極化與交叉極化增益方向圖如圖9所示，可見該陣列天線增益方向圖的主極化和交叉極化在最佳諧振點的隔離度約為30 dB，在4.9 GHz的隔離度約為25 dB。這有利于進一步研制雙極化同時工作的相控陣天線，更高效地進行實際應用。在調(diào)節(jié)移相器芯片的電壓時，可以實現(xiàn)方向圖波束掃描，如圖10所示為實測最佳諧振點和4.9 GHz的相控陣波束部分掃描角度實測結(jié)果圖。在實測最佳諧振頻點，當俯仰角掃描至26°時，有最大增益15.3 dB。實測掃描圖掃描至55°時，最大增益為11.3 dB，副瓣電平為-6 dB。此時，副瓣電平較大，說明進一步調(diào)節(jié)相位，可實現(xiàn)更大的波束掃描范圍。由于波束寬度大，俯仰角為62°時，增益約為10 dB，因此增益方向圖可以覆蓋至62°。在3 dB波束寬度覆蓋下，掃描角度可以達到更大范圍。相控陣天線實物在4.9 GHz的波束掃描性能比實測最佳諧振頻點下降一些，在波束掃描至25°時有最大增益14 dB，波束掃描至52°時增益為9 dB。事實上，實測最佳諧振頻點的性能就是本文設計的4.9 GHz頻段，只是由于加工誤差導致諧振點偏移。

圖7 相控陣天線實物加工和實測環(huán)境圖

圖8 仿真與實物測試S11圖

(a)實測最佳頻點

(b)實測4.9 GHz頻點圖9 實測主極化與交叉極化增益方向圖

(a)實測最佳頻點

(b)實測4.9 GHz頻點圖10 相控陣波束部分掃描角度實測結(jié)果

相控陣天線的仿真與實測S11曲線顯示，最佳諧振點從4.9 GHz偏移至4.8 GHz，輸入端口的回波損耗也變好了。對于實測最佳諧振點偏移，主要原因是相控陣天線尺寸加工誤差導致的，包括天線單元和微帶線功分器，天線單元尺寸偏大，會導致諧振點偏小；同時，本設計為一體化相控陣天線，微帶線功分器的工作頻點也要求準確，否則與天線單元的諧振點也不一致，也會導致頻偏。次要原因是仿真過程采用理想移相器，通過設置饋電相位達到移相效果，而實物采用真實移相器芯片，因此相控陣天線的實測S11與仿真S11的最佳諧振點存在偏差。此外，由于壓層和焊接芯片的溫度偏高，64單元規(guī)模的相控陣天線實物會存在微小幅度的彎曲，該誤差也會導致諧振點偏移情況。而對于S11的實測回波損耗比仿真效果好，主要是由于移相器的插入損耗大，導致經(jīng)過移相器的反射信號減弱，反射減少。因此，相控陣天線的實測效果與仿真效果基本一致。

在增益方向圖中，實測增益低于仿真增益約6 dB。造成增益下降的主要原因是移相器芯片在工作時，會導致約-4 dB插入損耗，而移相器在非工作狀態(tài)，插入損耗將更大，達到-5 dB。這就是為什么掃描0°的方向圖增益比波束掃描26°的增益更低的原因，同時這也說明在0～26°之間還有更大的實測增益。除了移相器芯片的插入損耗影響，1分8微帶線功分器的真實插入損耗也更大，從而導致測試增益下降。另外，移相器芯片的移動相位隨電壓的變化不是線性關(guān)系，在陣列天線中，還沒有調(diào)整到最準確的相位。因此，實物增益方較仿真圖有所下降。但該相控陣天線與設計的效果一致，從一個端口即可為64單元的相控陣饋電，可以實現(xiàn)小型化和集成一體化優(yōu)點，同時還保持高增益、方向圖波束大角度連續(xù)掃描和較好的交叉極化性能。

3 結(jié)束語

本文設計了一種4.9 GHz集成相控陣天線，在輻射天線與包括微帶線功分器和移相器在內(nèi)的饋電網(wǎng)絡集成一體化下，整體厚度僅2.25 mm。傳統(tǒng)相控陣天線饋電網(wǎng)絡與陣列天線分離，不但體積大而且饋電網(wǎng)絡復雜，而本文將饋電網(wǎng)絡與陣列天線合并在一起，兩者之間無連接電纜，具有小型化和集成化特點，解決了相控陣天線饋電網(wǎng)絡復雜、移相難的問題。該相控陣天線可以應用于雙極化、高增益、方向圖波束寬角域連續(xù)掃描的5G通信領域小型基站。但該相控陣天線還存在實測增益比仿真增益下降的問題，下一步可以繼續(xù)優(yōu)化饋電網(wǎng)絡，實現(xiàn)雙極化同時工作并減少能量損耗，如使用插入損耗更小的移相器。