楊寧, 劉偉志, 張林林, 廖永康, 葛興來

(1.中國鐵道科學研究院集團有限公司 機車車輛研究所,北京 100081; 2.北京縱橫機電科技有限公司,北京 100094;3.西南交通大學 電氣工程學院,四川 成都 610031)

0 引 言

作為功率變流器中能量變換與傳輸?shù)暮诵牟考?絕緣柵雙極晶體管(insulated gate bipolar transistor,IGBT)憑借其高耐壓、低導通壓降以及高開關速率的性能在軌道交通、新能源發(fā)電以及航天領域有著廣泛的應用[1-3]。隨著上述行業(yè)的快速發(fā)展,IGBT所需的功率等級逐漸提升,器件封裝趨于緊湊,使得IGBT的溫升顯著,IGBT模塊的失效率明顯增大。統(tǒng)計表明,由溫度引起的功率模塊失效占比高達55%[4],因此,IGBT結溫監(jiān)測對于評估器件運行狀況與剩余壽命、實施主動熱管理具有重要的意義[5-7]。

由于IGBT芯片封裝于模塊內(nèi)部,其結溫難以直接測量,因此實際工況下的IGBT結溫監(jiān)測一直是研究難點。當前常用的IGBT結溫監(jiān)測方法主要有物理接觸法、紅外熱成像法、熱網(wǎng)絡模型法以及溫敏參數(shù)法[8-11]。前兩種方法需要對IGBT模塊進行開封,且需要特定的設備,因此在實際中難以推廣。熱網(wǎng)絡模型法需要進行復雜的數(shù)學計算,且該方法的準確度依賴于模型精確度,而模型建立所需的器件參數(shù)不易獲取,同時會受到模塊老化的影響。溫敏參數(shù)法則是基于外部電參數(shù)與結溫的關系[12-13],通過對電參數(shù)的監(jiān)測去推導IGBT芯片的結溫,該方法響應速度快,無需對模塊進行開封,不需要復雜的模型推導,且部分溫敏參數(shù)不受老化影響,因此溫敏參數(shù)法在實際中得到了較好的應用。

目前很多的溫敏參數(shù)已經(jīng)用于監(jiān)測結溫,與IGBT功率回路相關的參數(shù)主要有導通飽和壓降VCE-ON[14]、短路電流ISC[15]、關斷最大電流變化率dic/dt[16]以及關斷電壓變化率dV/dt[17]等。VCE-ON在小電流下與結溫有較好的線性度,但在變流器實際運行中無法實現(xiàn)對小電流飽和壓降的測量,而大電流飽和壓降存在非線性問題,此外測量飽和壓降需要專用的測量電路,以隔離母線電壓的影響。短路電流ISC與結溫的靈敏度較高,但需要改變變流器的PWM信號并向變流器注入短路電流,存在安全隱患且同樣需要設計特定的驅動電路。關斷電流變化率dic/dt可通過測量開爾文與功率發(fā)射極之間的電壓VeE間接獲取,進而對結溫進行監(jiān)測,但VeE數(shù)值較小,且同時與負載電流、母線電壓等因素有關。而關斷電壓變化率dV/dt同樣受到負載電流、母線電壓的影響,因此實際應用存在困難。

相比之下,與IGBT柵極回路相關的溫敏參數(shù)測量更加方便與穩(wěn)定,主要有閾值電壓Vge-th[18]、柵極電流最大值Ig-pek[19]以及米勒平臺高度Vml[20]。其中閾值電壓Vge-th與溫度具有良好的線性關系,但一般需要在特定電流下進行采集,導致實際應用困難。柵極電流峰值Ig-pek不受變流器運行工況的影響,與結溫線性度較高,但隨溫度變化的數(shù)值較低。米勒平臺Vml的靈敏度較高,但還與負載電流和器件老化有關,為保證監(jiān)測結果可靠,因此實際應用中需在特定電流下進行。

綜上所示,已有的溫敏參數(shù)通常受到負載電流、母線電壓等多種因素的耦合影響,部分溫敏參數(shù)與運行工況無關,但會存在結溫監(jiān)測靈敏度較低的問題。因此,本文提出了一種基于變流器特定開通時刻下米勒平臺的IGBT結溫監(jiān)測方法,該方法通過在IGBT反并聯(lián)二極管導通時對柵射極電壓進行采集,獲取特定時刻下的米勒平臺高度Vml對結溫進行監(jiān)測,可有效避免負載電流、母線電壓等因素對結溫監(jiān)測的影響。

本文首先對變流器的通流模式進行分析,指明文中所提特定開通時刻的物理含義。其次,理論分析在該開通時刻下IGBT柵極回路的充電過程,分析該過程中IGBT米勒平臺Vml與結溫Tj的物理聯(lián)系。進一步,搭建小功率整流器實驗平臺獲取不同測試條件下的實測數(shù)據(jù),進而建立IGBT結溫與Vml間的映射關系,之后,改變負載工況對建立的映射關系進行驗證。最后,對所提溫敏特征參數(shù)的影響因素進行分析。理論與實驗表明,本文所提特定開通時刻下IGBT米勒平臺與結溫的線性度較好,不受運行工況的影響,且可在變流器運行條件下實現(xiàn)精準的IGBT結溫監(jiān)測。

1 特定開通時刻下米勒平臺監(jiān)測結溫的原理

1.1 變流器通流模式分析

在變流器拓撲中,一個橋臂通常由2個IGBT模塊及其反并聯(lián)二極管組成,由于負載電流IL有流入或流出這兩種流通方向,從而橋臂在換流時有兩種通流模式。為了便于分析,定義橋臂開關信號S為:

(1)

當開關信號S為1時,只有上管IGBT和二極管可以進行通流,當電流IL流出橋臂時,電流通過上管IGBT,而當電流IL流入橋臂時,電流只能通過上管二極管進行續(xù)流,如圖1(a)所示;同理,當開關信號S為0時,只有下管IGBT和二極管可以進行通流,其流通路徑與電流方向如圖1(b)所示。

圖1 不同負載電流方向下的換流模式

而在變流器控制運行中,當開關信號S為1時,無論電流方向如何,上管IGBT模塊的柵射極兩端都會施加正電壓;當S為0時,下管IGBT模塊柵射極兩端會施加正壓。分析可知,這一控制方式會出現(xiàn)IGBT柵射極被施加正電壓,但負載電流流經(jīng)IGBT模塊反并聯(lián)二極管的特定情況。在這種特定開通時刻下的IGBT柵射極電壓不受運行工況的影響,因此可作為良好的溫敏特征參數(shù)。

考慮實際工況下變流器橋臂上下模塊的驅動控制信號存在死區(qū)時間的情況,圖2顯示了開關信號S從1變?yōu)?階段中,上管與下管IGBT柵射極電壓的實測波形,如圖2所示,上管Vge降到低電平后,經(jīng)過3 μs后,下管Vge才開始上升至高電平。

圖2 橋臂換流過程中的死區(qū)時間

1.2 特定開通時刻下的米勒平臺分析

由上節(jié)分析,在特定開通時刻下IGBT模塊柵射極驅動電壓變?yōu)楦唠娖絍g(on)時,其反并聯(lián)二極管已經(jīng)導通,負載電流經(jīng)并聯(lián)二極管續(xù)流,因此,IGBT集射極電壓Vce為二極管正向導通壓降的負值,此時發(fā)射極電壓高于集電極電壓,在這種狀態(tài)下IGBT無法通過電流。為研究此開通過程中米勒平臺與結溫間的內(nèi)在聯(lián)系,如實測柵射極電壓Vge波形如圖3所示,本文將此開通過程中的柵射極電壓Vge分為3個階段進行分析。

圖3 Vge充電過程

[t0-t1]階段:在t0時刻,驅動電源電壓變?yōu)楦唠娖綇亩霈F(xiàn)柵極電流,此階段柵極電流可以看做給柵射極電容Cge與柵集極電容Cgc充電。Vge的變化趨勢可以表示為

(2)

式中:Rg為柵極驅動電阻與柵極內(nèi)阻的總值;Cies為Cge與Cgc的總值。

在此階段中,當Vge達到平帶電壓Vp后,Cge減小導致柵極電流給電容充電速率加快,從而Vge的上升斜率變大。

[t1-t2]階段:在t1時刻,Vge上升至米勒平臺電壓Vml,Vge由于負反饋作用維持在米勒平臺Vml。下面詳細分析此特定開通時刻下米勒平臺的實際物理含義,為進行說明,圖4顯示了IGBT的芯片結構。由于導電溝道完全貫穿,因此圖中IGBT處于線性工作模式,進而有

圖4 IGBT結構圖

(3)

式中:Z表示垂直于紙面方向的芯片尺寸;un表示溝道中的電子遷移率;Cox表示柵極氧化層電容;LCH表示溝道長度;Vth表示閾值電壓;IC表示集電極電流。

如圖4所示,假設柵射極電壓Vge在驅動電源電壓的作用下增大ΔVge后,MOSFET的溝道電流也隨之增大,這部分電流從IGBT發(fā)射極流向IGBT集電極對電容Cdep2進行充電,造成電容Cdep2兩端電壓增加,而由于發(fā)射極與集電極電壓Vce恒定為二極管導通壓降VD,因此會導致E1點的電勢升高,而E2點的電勢等于集電極電勢,所以電容Cox1的電壓E2-E1會降低,即Vge會由于負反饋的作用降低并且維持在Vml平臺附近。而特定開通時刻下IGBT芯片不會流過電流,即IC為0,因此由式(3)可知此時Vml的電壓應近似等于閾值電壓Vth,而該參數(shù)已被證明不受變流器運行工況的影響,且與器件結溫存在良好的線性關系[21]。

[t2-t3]階段:柵極電流繼續(xù)給Cgc和Cge進行充電,直到Vge到達驅動電壓最大值,Vge可以表示為

(4)

影響Vge曲線的2個IGBT寄生電容Cge與Cgc主要由耗盡層電容Cdep與氧化層電容Cox組成,其分布情況如圖4所示,圖中Cge主要由Cdep1和Cox1串聯(lián)而成,而Cgc主要由Cox2與Cdep2組成。由于在本文所提及的特定條件下,IGBT集射極Vce為負壓,所以會導致靠近集電極的PN結反偏,形成耗盡層電容Cdep2。

1.3 結溫對閾值電壓的影響

由上述分析可知,在特定開通時刻下,Vml就等于閾值電壓,而閾值電壓是一個很好的溫敏參數(shù)。

閾值電壓定義的是柵射極電壓增加到柵極下方形成強反型層的電壓,根據(jù)半導體知識可知閾值電壓Vth可以表示為

(5)

式中:φB為表面勢能;εs表示材料的相對介電常數(shù);NA為摻雜濃度;Cox為柵極氧化電容。其中φB可以表示為

(6)

式中:K為玻爾茲曼常數(shù);Tj為結溫;ni為本征載流子濃度。其中ni可以表示為

(7)

式中:Eg為禁帶寬度;C為比例常數(shù)。

在Vth的表達式中,只有φB與結溫有關,進而dVth/dTj可以表示為[21]

(8)

而上式可以近似認為是一個與溫度無關的常數(shù),即Vth與Tj有很好的線性關系。

在本文所提的特定開通時刻下,米勒平臺Vml等于閾值電壓Vth的值,所以Vml與溫度有較好的線性關系,而且由于二極管導通導致IGBT兩端電壓恒定且沒有電流流過,因此相對于正常開通狀態(tài)下的米勒平臺而言,此時Vml不受母線電壓與負載電流的影響,可作為良好的溫敏參數(shù),同時,相比于此前研究中直接測量Vth而言,測量該特定時刻下的Vml方法無需監(jiān)測電流的大小,使得測量更為簡單快捷。

2 實驗驗證與結果分析

2.1 整流器實驗平臺

本文以英飛凌FF50R12RT4型號的IGBT模塊為例進行驗證分析。圖5(a)為開封后的模塊實物圖,便于直接測取結溫信息,圖5(b)和圖5(c)分別為模塊的內(nèi)部布局圖與等效電路圖,其中一個IGBT模塊由2個芯片串聯(lián)構成,每個芯片的兩端反并聯(lián)一個續(xù)流二極管,共同置于銅基板上面。

圖5 FF50R12RT4型號IGBT模塊

進一步搭建小功率整流器實驗平臺對本文方法進行測試與驗證。整流器實驗平臺拓撲如圖6所示,其中平臺主電路結構由2個FF50R12RT4模塊組成,其中a橋臂模塊的上管作為該實驗中的測試器件,平臺的控制部分由Dspace控制器以及上位機實現(xiàn)。平臺的測量部分由紅外測溫儀、加熱板以及高精確度示波器等設備組成。圖7顯示為實驗平臺的實物圖。

圖6 整流器IGBT結溫監(jiān)測實驗原理圖

圖7 整流器IGBT結溫監(jiān)測實驗平臺

整流器中IGBT模塊通過導熱硅脂與加熱板接觸,加熱板可以快速調(diào)節(jié)IGBT模塊的芯片溫度至特定溫度,在對被測IGBT模塊進行開封后,可通過紅外測溫儀直接讀取結溫信息,以完成結溫參考數(shù)據(jù)集的離線采集。

整流器實驗平臺的相關參數(shù)和測試組別如表1所示,其中:Ud為母線電壓;fs為基波頻率;其余參數(shù)含義見圖7。實驗中通過加熱板對IGBT模塊進行加熱,使得被測IGBT的結溫Tj在30～100 ℃每隔10 ℃變化一次,期間待溫度穩(wěn)定后,通過傳感器采集被測模塊上管的驅動電壓Vge與負載電流Ic。測試過程中整流器一個基波周期實驗波形如圖8所示。

表1 實驗參數(shù)設置

圖8 整流器DQ解耦控制效果

2.2 實驗驗證

為了消除系統(tǒng)噪聲與振蕩的干擾,對獲取的Vge數(shù)據(jù)進行處理。當負載電流Ic>0,整流器a橋臂上管的二極管導通,此時對應的上管驅動電壓即包含所需的米勒平臺Vml,以負載電流約5 A條件下的樣本為例,圖9展示了經(jīng)過濾波處理的Vml結果。

圖9 負載電流為5 A時對應的Vml

進一步,為了建立特定條件下米勒平臺Vml與結溫Tj的關系,對于實驗組1,米勒平臺的持續(xù)時間在140 ns左右,為了消除噪聲等因素的影響,用平臺階段的50個數(shù)據(jù)點取其平均值作為此次過程中的Vml值建立結溫監(jiān)測模型的輸入數(shù)據(jù)。本文利用MATLAB自帶的Cftool擬合工具箱對Vml與Tj進行擬合,如圖10所示,擬合信息如表2所示,即

表2 Vml與Tj的擬合信息

圖10 結溫參考數(shù)據(jù)集的擬合結果

Tj=p1Vml+p2。

(9)

式中p1～p2為擬合函數(shù)的系數(shù)。

由表2可知,擬合的優(yōu)度R-square為0.985 2,這表明Vml與Tj兩者之間存在很好的線性關系且由圖10的結果可知,隨著結溫的增大,Vml會隨之減小,這與文獻[19]的中的Vth和結溫間關系的實驗結果相符。

進一步,為驗證所提特定時刻下Vml對于變流器多工況下的泛化能力,獲取實驗組2測得的Vml數(shù)據(jù)對式(9)進行驗證。圖11為選取測試樣本,將平臺中的50個采樣點取平均值作為此次Vml,分別將其帶入關系式進行結溫計算。圖12展示了測試樣本的結溫計算結果和實際結果的對比,可以看出,驗證組計算結溫分別為41.2、60.3、79.6、99.2、109.5 ℃,而實際結溫分別為40、60、80、100、110 ℃,平均預測精確度可達99.1%,與實際的結溫數(shù)值基本一致,這表明所建立的函數(shù)關系式是準確的,且具備較強的泛化能力。

圖11 實驗2不同溫度下對應的Vml采樣點

2.3 影響因素分析

上述擬合了Vml與Tj的函數(shù)關系,并對其在不同工況下的應用進行了驗證,但是溫敏參數(shù)往往會受到電壓與電流的影響,因此本節(jié)采用實驗組3、4和5的數(shù)據(jù),通過改變IGBT網(wǎng)側電壓電流,分別分析母線電壓Ud、負載電流Ic對Vml的影響。圖13、圖14分別為結溫Tj30 ℃下,母線電壓Ud、負載電流Ic單一影響因素變化時的米勒平臺Vml。

圖13 母線電壓Ud對米勒平臺Vml的影響

圖14 負載電流Ic對米勒平臺Vml的影響

由圖13可知,隨著母線電壓的變化,特定條件下的Vml基本不會發(fā)生變化,且由圖14的結果可知,Vml也不受到負載電流的影響,這與前文的理論分析相符。實際上,在此特定開通時刻下電流只由續(xù)流二極管通流,而不流過被測IGBT,被測IGBT芯片兩端的電壓恒為二極管導通電壓的負值-VD,因此可知其同時不受負載電流和母線電壓的影響。

因此,所提基于變流器特定開通時刻下米勒平臺Vml可實現(xiàn)結溫Tj的準確監(jiān)測,其與結溫具有良好的線性關系,且不受母線電壓與負載電流的影響。

3 結 論

本文提出了一種基于特定開通時刻下米勒平臺的IGBT結溫監(jiān)測方法,基于瞬態(tài)分析對該方法進行了理論證明,同時搭建整流器小功率實驗平臺進行了實驗驗證。通過理論分析與實驗驗證,得出如下結論:

1)本文通過理論分析揭示了特定開通時刻下米勒平臺不受工況影響的原理,以及該參數(shù)與結溫的內(nèi)在物理聯(lián)系。

2)本文通過在小功率整流器實驗平臺進行測試,以英飛凌FF50R12RT4型號的IGBT模塊為例,證明了所提參數(shù)與結溫存在較好的線性關系,并建立了該模塊結溫與所提參數(shù)的函數(shù)關系,同時利用不同工況的樣本進行了驗證,結果表明該方法的結溫監(jiān)測精確度較高。

3)進一步對本文所提參數(shù)的影響因素進行了分析,結果表明該參數(shù)是良好的溫敏參數(shù)。