張碧娟，吳亞軍，于 威，張秀忠

（1.中國(guó)科學(xué)院上海天文臺(tái)，上海 200030；2.中國(guó)科學(xué)院大學(xué)，北京 100049）

一種VLBI數(shù)字基帶轉(zhuǎn)換器的閾值計(jì)算方法及其FPGA實(shí)現(xiàn)

張碧娟1，2，吳亞軍1，于 威1，張秀忠1

（1.中國(guó)科學(xué)院上海天文臺(tái)，上海 200030；2.中國(guó)科學(xué)院大學(xué)，北京 100049）

隨著電子技術(shù)的進(jìn)步，數(shù)字化的設(shè)備成為發(fā)展的趨勢(shì)。在VLBI2010中定義了新型VLBI數(shù)據(jù)終端，新的系統(tǒng)使用數(shù)字邏輯電路完成VLBI的數(shù)據(jù)采集。數(shù)字基帶轉(zhuǎn)換器（Digital Base Band Converter，DBBC）是VLBI數(shù)據(jù)終端的核心部件，其功能是將射頻接收機(jī)輸出的寬帶模擬中頻信號(hào)數(shù)字化處理后，選取若干頻道轉(zhuǎn)換為基頻信號(hào)。與模擬設(shè)備相比，其在帶通特性、長(zhǎng)基線(xiàn)條紋信噪比性能等方面有很大優(yōu)勢(shì)。其中經(jīng)過(guò)基帶轉(zhuǎn)換后的信號(hào)需要通過(guò)自動(dòng)增益控制（Auto Gain Control，AGC）模塊進(jìn)行閾值比較，得到2 bits量化信號(hào)作為輸出。目前2 bits數(shù)字自動(dòng)增益控制模塊設(shè)置閾值的方法是基于傳統(tǒng)的自動(dòng)增益控制方法，即信號(hào)通過(guò)平方、累加和開(kāi)方，計(jì)算出信號(hào)的平均功率，再通過(guò)平均功率得到閾值。提出了一種量化閾值計(jì)算的新方法，該方法通過(guò)統(tǒng)計(jì)數(shù)字信號(hào)各比特位的狀態(tài)分布，并與原閾值進(jìn)行比較，從而確定新閾值的相應(yīng)比特位的值，使經(jīng)閾值比較后的量化輸出符合預(yù)定的比例。閾值隨每N個(gè)輸入信號(hào)的統(tǒng)計(jì)情況進(jìn)行更新，從而實(shí)現(xiàn)2 bits動(dòng)態(tài)量化。這種方法可以避免多位數(shù)據(jù)的平方、累加和開(kāi)方的復(fù)雜計(jì)算，從而減少數(shù)字自動(dòng)增益控制模塊的資源占用。通過(guò)對(duì)其FPGA設(shè)計(jì)的仿真結(jié)果分析，驗(yàn)證了該方法的可行性。對(duì)2 bits量化原理及其量化誤差分析的關(guān)鍵部分作了論述，并通過(guò)MATLAB計(jì)算出最佳量化門(mén)限和量化狀態(tài)。

數(shù)字AGC；2 bits量化；量化閾值；DBBC；FPGA

在射電天文學(xué)中，甚長(zhǎng)基線(xiàn)干涉測(cè)量（Very Long Baseline Interferometry，VLBI）是目前分辨率最高的觀測(cè)方法。這種方法使用大范圍分布式的射電天線(xiàn)陣列，將其觀測(cè)的同一天體的射電波進(jìn)行干涉，以創(chuàng)建一個(gè)超大的虛擬望遠(yuǎn)鏡。其分辨率等效于一架口徑相當(dāng)于天線(xiàn)間距離的單孔徑望遠(yuǎn)鏡［1］。VLBI在20世紀(jì)60年代一經(jīng)提出便得到重視，現(xiàn)已被廣泛應(yīng)用于天體觀測(cè)、大地測(cè)量和航天器測(cè)定軌等領(lǐng)域中［2］。

基帶轉(zhuǎn)換器（Base-Band Converter，BBC）是VLBI數(shù)據(jù)終端的核心部件，承擔(dān)著頻段選擇、數(shù)據(jù)采集等任務(wù)［3］。隨著電子技術(shù)的進(jìn)步，數(shù)字化的設(shè)備成為發(fā)展的趨勢(shì)。在VLBI2010中，定義了新型VLBI數(shù)據(jù)終端，新的系統(tǒng)使用數(shù)字邏輯電路完成VLBI的數(shù)據(jù)采集［4］。數(shù)字基帶轉(zhuǎn)換器的功能是將射頻接收機(jī)輸出的寬帶模擬中頻信號(hào)數(shù)字化處理后，選取若干頻道轉(zhuǎn)換為基頻信號(hào)。與模擬設(shè)備相比，其在帶通特性、長(zhǎng)基線(xiàn)條紋信噪比性能等方面有很大優(yōu)勢(shì)［5］。

目前國(guó)際上進(jìn)行VLBI寬帶數(shù)字化終端研究的主要有歐洲的EVN DBBC［6］、美國(guó)的Digital Backend（DBE）［7］、日本的ADS3000系列［8］和中國(guó)的數(shù)字基帶轉(zhuǎn)換器。上海天文臺(tái)在2007年正式啟動(dòng)了基于FPGA的DBBC系統(tǒng)的研制項(xiàng)目。該設(shè)備的系統(tǒng)集成在2010年初完成，并于2010年9月通過(guò)驗(yàn)收，現(xiàn)已成功應(yīng)用于天文觀測(cè)和深空衛(wèi)星的測(cè)定（探月二期工程中使用），成為國(guó)際上首先投入應(yīng)用的VLBI數(shù)字基帶轉(zhuǎn)換器［9］。

在數(shù)字基帶轉(zhuǎn)換器中，經(jīng)過(guò)基帶轉(zhuǎn)換后的信號(hào)需要通過(guò)一個(gè)數(shù)字自動(dòng)增益控制模塊，以得到的2 bits量化信號(hào)作為輸出信號(hào)。目前2 bits數(shù)字自動(dòng)增益控制模塊設(shè)置閾值的方法是基于傳統(tǒng)的自動(dòng)增益控制方法，即信號(hào)通過(guò)平方、累加和開(kāi)方，計(jì)算出信號(hào)的平均功率，再通過(guò)平均功率得到。信號(hào)與閾值比較后得到2 bits的輸出信號(hào)。

本文介紹了2 bits量化原理及其量化誤差的分析，通過(guò)MATLAB計(jì)算出最佳量化門(mén)限和量化狀態(tài)。并提出了一種計(jì)算量化閾值的新方法，即通過(guò)統(tǒng)計(jì)數(shù)字信號(hào)各比特位的狀態(tài)分布，并與原閾值進(jìn)行比較，從而確定新的閾值的相應(yīng)比特位的值，使經(jīng)閾值比較后的量化輸出分布符合VLBI要求的比例。閾值隨每N個(gè)輸入信號(hào)的統(tǒng)計(jì)情況進(jìn)行更新，從而實(shí)現(xiàn)2 bits動(dòng)態(tài)量化。這種方法可以避免多位數(shù)據(jù)的平方、累加和開(kāi)方的復(fù)雜計(jì)算，從而減少數(shù)字自動(dòng)增益控制模塊的資源占用。通過(guò)對(duì)其FPGA設(shè)計(jì)的仿真結(jié)果分析，驗(yàn)證了該方法的可行性。

1 數(shù)字基帶轉(zhuǎn)換器

上海天文臺(tái)研制的數(shù)字基帶轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)終端由模擬射頻部分和數(shù)字部分組成。模擬射頻部分提供寬帶中頻信號(hào)和與氫鐘同步的時(shí)鐘信號(hào)。數(shù)字部分分為數(shù)字信號(hào)處理部分和控制部分。數(shù)字信號(hào)處理部分通過(guò)數(shù)字算法實(shí)現(xiàn)數(shù)字下變頻，該部分完全在Xilinx FPGA內(nèi)實(shí)現(xiàn)?？刂撇糠种饕獙?shí)現(xiàn)FPGA加載、基帶轉(zhuǎn)換器參數(shù)設(shè)置和讀取、系統(tǒng)工作狀態(tài)的監(jiān)視等功能［10］。數(shù)字基帶轉(zhuǎn)換器有4路中頻輸入，其中每個(gè)中頻輸入的頻率范圍在50～1 024MHz內(nèi)，可以選擇50～512 MHz或512～1 024 MHz的信號(hào)進(jìn)行處理。對(duì)于512MHz的輸入信號(hào)，數(shù)字基帶轉(zhuǎn)換器可以產(chǎn)生最多32路不同頻段的數(shù)字基帶信號(hào)輸出，每個(gè)頻段可以選取不同的帶寬、中心頻率和輸出位寬。其系統(tǒng)框圖如圖1。

圖1 DBBC的系統(tǒng)框圖［11］Fig.1 Block diagram of a DBBC［11］

數(shù)字基帶轉(zhuǎn)換器的輸入為寬帶模擬中頻信號(hào)，通過(guò)中頻帶寬/增益控制模塊實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入信號(hào)帶寬和電平的控制。該模塊的輸出信號(hào)通過(guò)模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換（Analog-to-Digital Converter，ADC）采樣，得到數(shù)字中頻信號(hào)。然后通過(guò)時(shí)分多路器分成多路相對(duì)低速的并行信號(hào)送中心模塊進(jìn)行處理（下變頻、數(shù)字濾波等），處理后的基帶信號(hào)通過(guò)數(shù)字自動(dòng)增益控制模塊進(jìn)行數(shù)據(jù)位壓縮量化后得到數(shù)字基帶轉(zhuǎn)換器的輸出信號(hào)。輸出信號(hào)可通過(guò)VSI-H接口送MK5B硬盤(pán)記錄系統(tǒng)或通過(guò)網(wǎng)絡(luò)傳送到相關(guān)處理機(jī)進(jìn)行相關(guān)處理［12］。其信號(hào)處理流程如圖2。

圖2 DBBC的信號(hào)處理流程Fig.2 Flowchart of signal processing of a DBBC

2 量化性能

在上海天文臺(tái)目前正在研究的基于多相濾波的VLBI寬帶數(shù)字基帶轉(zhuǎn)換器中，數(shù)據(jù)的數(shù)字算法部分的運(yùn)算結(jié)果有16 bits，其需要向數(shù)據(jù)綜合板輸送4 bits數(shù)據(jù)，由數(shù)據(jù)綜合板選擇1 bit、2 bits或4 bits的記錄模式。當(dāng)采用的比特量化數(shù)越大，量化誤差越小，這種量化誤差通常被稱(chēng)為“量化噪聲”。因此比特量化數(shù)越大，信噪比的下降越少。

目前天文和測(cè)地觀測(cè)中通常使用1 bit或2 bits量化，而1 bit量化是2 bits量化的一種特殊情況，因此本文重點(diǎn)分析2 bits量化。采用2 bits量化時(shí)，2 bits量化即4電平量化，其量化門(mén)限是-ν0、0、ν0。在相關(guān)處理時(shí)4種量化狀態(tài)的權(quán)重分別記為-n、-1、+1、+n，其中n不一定是整數(shù)，可以選取一個(gè)值使量化性能為最佳。兩個(gè)樣本的乘積可取值±1、±n或±n2［13-14］。2 bits的量化將帶符號(hào)的數(shù)字信號(hào)按數(shù)值大小劃分為4個(gè)幅度區(qū)間，如圖3。

圖3 2 bits量化狀態(tài)的劃分Fig.3 Illustration of the division leading to 2-bit quantization states

由于射電信號(hào)統(tǒng)計(jì)特性類(lèi)似于高斯白噪聲信號(hào)，首先引入雙變量高斯概率函數(shù)。設(shè)x、y分別代表兩天線(xiàn)系統(tǒng)接收的信號(hào)，平均值為0，方差為σ2，其聯(lián)合概率密度函數(shù)為ρ（x，y），而［2，13］

在奈奎斯特采樣頻率下，設(shè)Nq表示奈奎斯特采樣下的樣本個(gè)數(shù)。由文［2］，可以得出2 bits量化相關(guān)測(cè)量的信噪比相對(duì)于非量化的效率因子為［2］

由此可以選取最佳n和ν0使量化效率達(dá)到最大，即當(dāng)2 bits量化后的數(shù)據(jù)滿(mǎn)足最佳n和ν0時(shí)，相干測(cè)量的信噪比達(dá)到最高。

取信號(hào)為均值為0，方差為1的高斯分布時(shí)，通過(guò)MATLAB仿真，得到最佳n=3.3、ν0=0.98，此時(shí)，量化效率因子η最大為0.882 5?？梢援?huà)出n、ν0、η之間的關(guān)系圖如圖4。當(dāng)ν0=0.98時(shí)，高斯白噪聲信號(hào)在-ν0～ν0時(shí)間的概率為：

圖4 n、ν0、η之間的關(guān)系圖Fig.4 Relations between n，ν0andη

VLBI系統(tǒng)中，2 bits輸出的4種狀態(tài)需要滿(mǎn)足一定的百分比，00、01、10和11的比例分別為18％、32％、32％、18％。此時(shí)能滿(mǎn)足使量化效率η接近最大值，所以需要在數(shù)字算法部分的輸出單元增加數(shù)字自動(dòng)增益控制模塊的設(shè)計(jì)，即通過(guò)設(shè)定閾值比較，使輸出的信號(hào)比例達(dá)到這一標(biāo)準(zhǔn)［15］。

3 閾值計(jì)算的新方法在FPGA中實(shí)現(xiàn)

目前天文和測(cè)地觀測(cè)中，由于網(wǎng)絡(luò)帶寬和設(shè)備性能限制，通常使用1 bit或2 bits量化。在4 bits輸出時(shí)，則通常采用將運(yùn)算結(jié)果直接輸出的辦法。

假設(shè)數(shù)字基帶信號(hào)為高斯分布，均值為0，標(biāo)準(zhǔn)差為νref。νref可以通過(guò)計(jì)算結(jié)果的功率求出近似值。通過(guò)計(jì)算信號(hào)的平均功率，可以近似得到其標(biāo)準(zhǔn)差νref。設(shè)閾值為±H，為了使數(shù)字基帶信號(hào)通過(guò)與閾值H進(jìn)行比較后得到的2 bits輸出信號(hào)滿(mǎn)足VLBI系統(tǒng)要求的狀態(tài)比例。則有：

由此得出閾值H與標(biāo)準(zhǔn)差νref的關(guān)系式：

上海天文臺(tái)研制的數(shù)字基帶轉(zhuǎn)換器的2 bits量化設(shè)置閾值的方法為：信號(hào)通過(guò)平方、累加和開(kāi)方，計(jì)算出信號(hào)的平均功率，再通過(guò)平均功率得到閾值。運(yùn)算框圖如圖5。

這種方法是傳統(tǒng)的數(shù)字自動(dòng)增益控制設(shè)計(jì)方法?？紤]到在2 bits量化中，由于信號(hào)的輸出只有4種狀態(tài)，需要考慮的情況較少，可以使用更直接簡(jiǎn)單的方法來(lái)確定閾值。其核心思想是通過(guò)調(diào)節(jié)閾值的比特位上的數(shù)值，使信號(hào)的2 bits輸出狀態(tài)比例符合預(yù)定比例。

圖5 標(biāo)準(zhǔn)差νref的計(jì)算Fig.5 Calculation of the standard deviationνref

例如：設(shè)置閾值為“0 000 000 100 000 000”，若輸入數(shù)據(jù)的幅值大于閾值的比例超過(guò)預(yù)定比例，閾值中“1”的位置需要左移即乘以2，否則需要右移即除以2。然而通過(guò)這種方法無(wú)法精確確定閾值，由于閾值只能取2的n次方，其誤差可以達(dá)到2的n次方，顯然這并不可取。

因此本文提出一種新的方法判斷閾值，通過(guò)依次統(tǒng)計(jì)N個(gè)信號(hào)數(shù)據(jù)的各比特位的狀態(tài)，再根據(jù)這些統(tǒng)計(jì)值的分布情況，確定出滿(mǎn)足輸出狀態(tài)比例的最佳閾值的相應(yīng)比特位的狀態(tài)，具體方法詳見(jiàn)下文。得到最佳閾值后，再將其更新替代原閾值。輸入信號(hào)與閾值比較后，得到2 bits量化輸出信號(hào)。通過(guò)閾值的不斷更新，實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入信號(hào)幅度的動(dòng)態(tài)自適應(yīng)。使用FPGA實(shí)現(xiàn)這種方法的結(jié)構(gòu)框圖如圖6。

圖6 新方法的FPGA結(jié)構(gòu)框圖

其中閾值的計(jì)算部分的實(shí)現(xiàn)方法為：

（1）從state狀態(tài)為“000”時(shí)開(kāi)始，將數(shù)據(jù)除符號(hào)位以外的最高3位（省略稱(chēng)為最高3位）的狀態(tài)進(jìn)行統(tǒng)計(jì)，統(tǒng)計(jì)了N個(gè)信號(hào)后，判斷8種狀態(tài)的統(tǒng)計(jì)值a1～a8的數(shù)據(jù)分布情況，可以得出最佳閾值的最高3位并動(dòng)態(tài)賦值。

（2）當(dāng)state狀態(tài)為“001”時(shí)，開(kāi)始統(tǒng)計(jì)第二批N個(gè)信號(hào)。將數(shù)據(jù)的最高3位與動(dòng)態(tài)幅值后的閾值的最高3位進(jìn)行比較，若相等，則將其 Fig.6 Block diagram of an FPGA based on the new method最高第4、5、6位的狀態(tài)進(jìn)行統(tǒng)計(jì)。若不相等，則分別統(tǒng)計(jì)其小于或大于閾值的信號(hào)數(shù)量記為b1和b2。統(tǒng)計(jì)了N個(gè)信號(hào)后，判斷統(tǒng)計(jì)值a1～a8以及b1和b2的數(shù)量分布情況，得出最佳閾值的最高第4、5、6位并動(dòng)態(tài)賦值。

（3）根據(jù)state的狀態(tài)變化，依次統(tǒng)計(jì)之后3批N個(gè)信號(hào)得出閾值的相應(yīng)其他位的值，最終得到滿(mǎn)足使信號(hào)的輸出00、01、10和11的比例分別為18％、32％、32％、18％的最佳閾值。其FPGA設(shè)計(jì)的關(guān)鍵部分框圖如圖7。

圖7 閾值計(jì)算的結(jié)構(gòu)框圖Fig.7 Block diagram of the calculation of the quantization threshold

取統(tǒng)計(jì)信號(hào)的個(gè)數(shù)N=27=128時(shí)，按輸出信號(hào)其絕對(duì)值滿(mǎn)足低于閾值占64％及高于閾值占36％的比例要求，可以得到判斷閾值位置的數(shù)值82和46。在設(shè)計(jì)中，比較器的判斷過(guò)程如圖8。在圖8中，判斷為“是”時(shí)，表明信號(hào)偏大；判斷為“否”，表明信號(hào)偏小，因此閾值應(yīng)該跟隨信號(hào)的統(tǒng)計(jì)分布，設(shè)置其相應(yīng)比特位的狀態(tài)。

圖8 比較器的判斷過(guò)程Fig.8 Determination process of the comparing unit

本文提出閾值計(jì)算的新方法的優(yōu)點(diǎn)是可以避免多位數(shù)據(jù)的平方、累加以及開(kāi)方的復(fù)雜計(jì)算。這樣可以降低數(shù)字自動(dòng)增益控制模塊的資源占用，減少運(yùn)算量。易于實(shí)現(xiàn)的算法思想，可以擴(kuò)展到多比特量化中?？梢宰赃m應(yīng)信號(hào)幅度的變化，使得輸出結(jié)果比例保持符合VLBI系統(tǒng)的要求?；谶@種方法的算法實(shí)現(xiàn)部分還可以進(jìn)一步改進(jìn)提高。

4 FPGA仿真結(jié)果分析

本次仿真每4個(gè)時(shí)鐘輸入16 bits的數(shù)據(jù)din，其中輸入數(shù)據(jù)采用MATLAB的WGN函數(shù)產(chǎn)生的高斯白噪聲數(shù)列，該數(shù)列的功率為78 dB即7 943，由上文公式可以得到預(yù)測(cè)閾值0.92×7 943=7 308。輸出為2 bits量化信號(hào)dout，其數(shù)值符合圖4中的量化規(guī)則，且00、01、10和11的比例滿(mǎn)足18％、32％、32％、18％。

初始閾值設(shè)定為“010 000 000 000 000”，由于預(yù)測(cè)閾值7 308的二進(jìn)制表示為“0 001 110 010 001 100”，通過(guò)仿真，經(jīng)過(guò)5×27個(gè)數(shù)據(jù)的統(tǒng)計(jì)后，即經(jīng)過(guò)計(jì)數(shù)狀態(tài)為“1”后的5×27×4個(gè)時(shí)鐘，閾值將自適應(yīng)為接近預(yù)測(cè)閾值的數(shù)值。仿真波形圖如圖9。

圖9 高斯白噪聲信號(hào)的測(cè)試波形Fig.9 Waveform of the Gaussian white-noise signal in a test

從仿真波形中看到閾值輸出為接近預(yù)測(cè)閾值。仿真波形中可見(jiàn)輸出信號(hào)dout比輸入信號(hào)din延遲2個(gè)時(shí)鐘。調(diào)整選定豎線(xiàn)對(duì)準(zhǔn)CE=“1”的時(shí)刻，仿真波形中可以看到，輸出信號(hào)dout的數(shù)值與輸入信號(hào)din在閾值下的正確量化數(shù)值一致。

dout輸出數(shù)據(jù)的比例分析如表1。其中由于dout在閾值未設(shè)定為最佳閾值時(shí)的輸出數(shù)據(jù)有24+5× 27=656個(gè)，因此舍去656個(gè)數(shù)據(jù)，共有3 440個(gè)數(shù)據(jù)。

表1 高斯白噪聲信號(hào)的輸出2 bits數(shù)據(jù)dout的統(tǒng)計(jì)結(jié)果Table 1 The statistical result of the 2-bit output of Gaussian white-noise signals

以上仿真結(jié)果得到了預(yù)期值，運(yùn)用本文提出的新方法設(shè)計(jì)的數(shù)字自動(dòng)增益控制模塊的輸出dout數(shù)據(jù)滿(mǎn)足VLBI系統(tǒng)的比例要求。另外，根據(jù)上文閾值與信號(hào)功率的公式H=0.92νref，通過(guò)得到的閾值反推，即可以近似得到信號(hào)的平均功率νref。

本次FPGA設(shè)計(jì)采用Xilinx Virtex4 XC4VLX160芯片，其與原有的數(shù)字自動(dòng)增益控制模塊的占用資源對(duì)比如表2。

表2 FPGA占用資源對(duì)比Table 2 Com parison of the numbers of resources occupied by the FPGA circuits，that designed w ith the new method and that w ith the conventional digital AGC modules

當(dāng)采用4 bits量化時(shí)，輸出為4 bits時(shí)有16個(gè)狀態(tài)。如果將本文提出的方法擴(kuò)展到4 bits量化，即16電平量化，可以用同樣的原理實(shí)現(xiàn)，但需要增設(shè)多個(gè)閾值，產(chǎn)生更多的比較器。

5 總結(jié)與展望

本文介紹了用于VLBI數(shù)字基帶轉(zhuǎn)換器的2 bits動(dòng)態(tài)閾值量化方法，并通過(guò)FPGA仿真測(cè)試證明得到的數(shù)據(jù)正確。閾值設(shè)定通過(guò)統(tǒng)計(jì)信號(hào)各比特位的狀態(tài)分布來(lái)實(shí)現(xiàn)，不需要進(jìn)行多位數(shù)據(jù)的平方、累加和開(kāi)方的復(fù)雜運(yùn)算，資源占用較小，運(yùn)算量較少，可以自適應(yīng)信號(hào)幅值變化，使得到的輸出結(jié)果保持符合VLBI系統(tǒng)的要求。

隨著射電天文和深空探測(cè)技術(shù)的發(fā)展，對(duì)VLBI系統(tǒng)靈敏度的要求越來(lái)越高，因此多比特的量化有現(xiàn)實(shí)的需求。本文提出的量化方法在2 bits量化中得到了很好的驗(yàn)證，可以擴(kuò)展到4 bits量化中，為以后的多比特量化應(yīng)用提供了一種解決思路。

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A M ethod of Calculating the Quantization Threshold for a VLBIDBBC and Its FPGA Im plementation

Zhang Bijuan1，2，Wu Yajun1，Yuwei1，Zhang Xiuzhong1
（1.Shanghai Astronomical Observatory，Chinese Academy of Sciences，Shanghai200030，China，Email：zbjdyx@126.com； 2.University of Chinese Academy of Sciences，Beijing 100049，China）

With the development of digital signal processing circuits，especially the using of programmable components，digital equipments are replacing analog ones.The VLBI2010 defines a modern digital backend system using digital logic circuits to perform VLBI data acquisition.A Digital Base-Band Converter（DBBC），which digitizes the broadband Intermediate Frequency（IF）analog signals output by the radio receiver and transforms them into base-band signals through different channels，is the core component of a VLBI data acquisition system.It has many advantages over the traditional Analog Base-Band Converter（ABBC）such as better bandpass properties and higher signal-to-noise ratios in long-baselinemeasurements.In order to obtain the 2-bit output of a DBBC，the converted base-band signals are compared with a quantization threshold by a digital AGC and transformed into 2-bit quantized signals.A currently used 2-bit digital AGC is based on the traditional AGC method，which calculates the threshold value from the average power as obtained by taking squares，additions，and square roots of the base-band signals.In this paper，we present a new method to calculate the quantization threshold.Through counting and analyzing the states of all bits of the digital signals，the new method determines the best-fit threshold value according to the statistics of the distribution of the digital-signal bits，so as to conform the statistics to prescribed number proportions of bits.The threshold is updated every N input signalswith the best-fit approach to achieve dynamic quantization.With this method，which avoids complex calculations in the traditional method，the number of resources occupied in the digital AGCmodule is reduced.The simulation results of an FPGA design of themethod have verified its feasibility.Key parts of the 2-bit quantization and the related theory of quantization noise are also briefly introduced in the paper.The optimal quantization thresholds and the quantitative weights based on the theory are calculated by the MATLAB in the simulations.

Digital AGC；2-bit Quantization；Quantization threshold；DBBC；FPGA

P111.44

：A

：1672-7673（2013）03-0219-08

2012-05-27；修定日期：2012-06-08

張碧娟，女，碩士.研究方向：VLBI信號(hào)數(shù)字基帶轉(zhuǎn)換.Email：zbjdyx@126.com

CN 53-1189/P ISSN 1672-7673