王 楊，郭慶功，徐軍劍

0 引 言

雙定向耦合器是一種可同時監(jiān)測信號的輸出功率和負(fù)載反射功率的元件。作為一種雙向性的功率耦合元件，雙定向耦合器的應(yīng)用十分廣泛，是許多微波電路的重要組成部分。隨著短波、超短波通信設(shè)備的寬頻帶、小型化趨勢不斷向前發(fā)展，對定向耦合器的寬頻帶和小型化要求越來越高，使其成為該方向的研究熱點。鑒于平面電路便于加工、集成等特點，常采用微帶線或帶狀線設(shè)計定向耦合器。但是，在超短波頻段，基于傳統(tǒng)的1/4波長結(jié)構(gòu)的微帶分支線、耦合微帶線定向耦合器結(jié)構(gòu)本身尺寸較大。若要增加帶寬尺寸，勢必會增加小型化設(shè)計難度。不同結(jié)構(gòu)的定向耦合器，小型化設(shè)計方法多種多樣。文獻[1]給出了一種分形Koch曲線的設(shè)計方法，在不改變微帶線特性阻抗的前提下，減小微帶線的長度，進而減小電路所占面積；文獻[2]提出使用彎曲耦合線的方法來減小耦合器尺寸；文獻[3]提出利用折疊耦合線來減小尺寸，但折線間直角連接會導(dǎo)致連接處不連續(xù)，進而引起反射；文獻[4]用對稱或非對稱T型傳輸線結(jié)構(gòu)代替?zhèn)鹘y(tǒng)λ/4傳輸線，達到了小型化耦合器的目的；文獻[5]采用對稱差分結(jié)構(gòu)代替?zhèn)鹘y(tǒng)的λ/4微帶線，減小了分支線定向耦合器所占面積；文獻[6]采用耦合傳輸線加載集總參數(shù)元件的方法，實現(xiàn)了定向耦合器的小型化設(shè)計；文獻[7]采用耦合帶狀線加載衰減網(wǎng)絡(luò)和彎曲耦合線的方法，實現(xiàn)了小型化設(shè)計。然而，文獻[1-3]采用小型化方法，當(dāng)尺寸要求過小時，在超短波頻段容易造成傳輸線重疊和引起相互耦合；文獻[4-5]采用的方法，無法在超短波頻段實現(xiàn)如此寬的帶寬；而文獻[6-7]采用的小型化方法既可以滿足寬帶要求，又可以兼顧小型化設(shè)計。因此，這里選擇采用耦合傳輸線加載集總參數(shù)元件的方法進行設(shè)計。

相比于同頻段文獻[7]的設(shè)計，本文采用耦合微帶線加載均衡網(wǎng)絡(luò)，并將中心頻率設(shè)置在工作頻帶外，進一步縮小了尺寸，插損更小，方向性更好，耦合度不平坦度更優(yōu)，適用性更強，且結(jié)構(gòu)更簡單，成本更低。

1 理論分析

對于如圖1所示的耦合傳輸線雙定向耦合器，當(dāng)④、⑤端口之間通過腔體隔離時，可看做是2個反向定向耦合器的級聯(lián)。因此，可利用定向耦合器理論來分析、設(shè)計該雙定向耦合器。正向傳輸時，①端口為輸入端，②端口為直通端，③、⑤端口為耦合端，④、⑥端口為隔離端；反向傳輸時，②端口為輸入端，①端口為直通端，④、⑥端口為耦合端，③、⑤端口為隔離端。

對于圖2所示的定向耦合器，其S參數(shù)矩陣[S4]如式（1）所示。由于理想情況下定向耦合器①、②、③端口匹配、④端口隔離，則必須滿足S11=S22=S33=S44=S14=0。

圖2 定向耦合器

根據(jù)奇偶模分析法[8]，由S11=(S11e+S11o)/2=0，可得特征阻抗與奇偶模阻抗之間的關(guān)系，即Zc2=ZceZco及耦合系數(shù)表達式，如式（4）所示。當(dāng)θ=π/2時，此時電壓耦合系數(shù)為k0如式（5）所示。

將k0代入式（4），可得任意電長度平行耦合線的電壓耦合系數(shù)k，如式（6）所示。因此，可得任意電長度平行耦合線的耦合度c，如式（7）所示。由式（6）可知，當(dāng)電長度θ=π/2時，耦合度存在理論上的最大值。越偏離中心頻率，耦合度越弱[9]。弱耦合情況下，中心頻率處耦合度最大，越偏離中心頻率，耦合度越弱，將中心頻率取在設(shè)計頻段外的高頻一側(cè)。這樣所需的耦合線的長度將成倍縮小，再通過在耦合端口增加均衡網(wǎng)絡(luò)，將工作頻帶內(nèi)耦合度衰減到所需設(shè)計值，即可實現(xiàn)定向耦合器的寬帶、小型化設(shè)計。均衡網(wǎng)絡(luò)的主要作用是進行具有頻率選擇特性的幅度衰減，實質(zhì)是提供一個與定向耦合器耦合端輸出的幅頻特性相反的網(wǎng)絡(luò)，用于補償輸出功率不平坦特性。

2 雙定向耦合器設(shè)計

由表1可知，該雙定向耦合器屬于弱耦合強度，可采用圖1所示結(jié)構(gòu)，設(shè)計成2個單定向耦合器的級聯(lián)。具體地，選用F4B-2基片，材料屬性如表2所示。

表1 寬帶定向耦合器設(shè)計指標(biāo)

表2 F4B2介質(zhì)板的屬性

根據(jù)前述理論，對于弱耦合情況，只要將工作頻段置于中心頻率的左側(cè)，即可滿足頻帶內(nèi)耦合度呈現(xiàn)一定的線性變化，同時可使中心頻率處對應(yīng)的λ/4傳輸線長度成比例縮小。為滿足小型化設(shè)計要求，取單個定向耦合器的中心頻率為4.69 GHz，則耦合線長度為λg/4≈10.01 mm。

對于均衡網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計，由于RL并聯(lián)電路具有低通特性，且其傳輸特性曲線斜率主要受電阻影響，可以作為均衡網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計基礎(chǔ)。但是，R對均衡曲線的斜率調(diào)整不夠精細(xì)，故用π型衰減網(wǎng)絡(luò)代替電阻R，并在π型衰減網(wǎng)絡(luò)的下端增加一個用于選頻的LC網(wǎng)絡(luò)，進一步改善均衡曲線的線性均衡區(qū)域。由于均衡網(wǎng)絡(luò)難以做到低頻段零衰減，為保證加載均衡網(wǎng)絡(luò)后，低頻段的耦合度滿足設(shè)計要求，取耦合度為8.7 dB作為設(shè)計初始值。由電長度與頻率之間的關(guān)系，可得耦合度c與頻率的關(guān)系曲線，如圖3所示。

圖3 耦合度c與頻率f之間的關(guān)系曲線

利用ADS軟件確定耦合線線寬w=4.39 mm和線間距s=0.15 mm，由式（5）和Zc2=ZceZco，可得奇模和偶模阻抗分別為Zce=73.63Ω，Zco=33.95Ω，據(jù)此建立如圖1所示結(jié)構(gòu)的HFSS仿真模型，并在雙定向耦合器的③、⑥端口增加均衡網(wǎng)絡(luò)，均衡網(wǎng)絡(luò)電路和耦合微帶線結(jié)構(gòu)的HFSS、ADS聯(lián)合仿真（如圖4所示），均衡網(wǎng)絡(luò)的頻率特性曲線如圖5所示。

圖4 均衡網(wǎng)絡(luò)電路和耦合微帶線仿真設(shè)計

圖5 均衡網(wǎng)絡(luò)頻率特性曲線

由表1可知，該雙定向耦合器的方向性要求較高，而耦合微帶線定向耦合器由于奇偶模相速度不相等的問題，導(dǎo)致定向性不高。根據(jù)奇偶模相速度與有效介電常數(shù)、微帶線等效寬度之間的關(guān)系，通過調(diào)整主、副線間的線寬比例，可有效改善方向性[10]。經(jīng)過優(yōu)化后，仿真結(jié)果分別如圖6、圖7、圖8和圖9所示。

圖6 駐波系數(shù)仿真測試對比

圖7 耦合度仿真測試對比

圖8 插損仿真測試對比

圖9 方向性仿真測試對比

該雙定向耦合器耦合度為50 dB，屬于弱耦合，所以能量主要集中在主線中。計算它的功率容量，重點考慮主線功率容量即可。微帶線能夠承受的最大功率受限于由導(dǎo)體損耗和介質(zhì)損耗引起的熱效應(yīng)和介質(zhì)擊穿效應(yīng)。微帶線上主要存在兩種損耗，即由導(dǎo)體電導(dǎo)率有限引起的導(dǎo)體損耗αc和由介質(zhì)不理想引入的介質(zhì)損耗αd。導(dǎo)體損耗和介質(zhì)損耗引起的電路溫升限制了微帶電路中的平均功率，而導(dǎo)體和接地板之間的介質(zhì)擊穿，則限制了微帶電路中可能傳送的最大峰值功率。對給定材料屬性和尺寸的微帶線，能傳輸?shù)淖畲笃骄β?，可根?jù)式（8）計算，能夠承受的峰值功率可根據(jù)式（9）計算，其中Tmax表示基片正常工作能夠承受的最高溫度，Tamb表示工作區(qū)環(huán)境溫度，V0表示不產(chǎn)生介質(zhì)擊穿的最高峰值電壓。詳細(xì)計算過程參見文獻[11-12]，該雙定向耦合器的平均功率容量曲線如圖10所示，對應(yīng)的峰值功率是4.4 kW，均滿足設(shè)計要求。

圖10 平均功率容量曲線

經(jīng)加工、調(diào)試后，最終尺寸為53.5 mm×40.6 mm×15 mm，使用TD3618C型矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對其進行測試，耦合度、方向性、駐波系數(shù)、傳輸損耗測試結(jié)果如圖6～圖9所示，均符合設(shè)計要求。

3 結(jié) 語

本文利用奇偶模分析和端口網(wǎng)絡(luò)分析，提出了一種弱耦合強度定向耦合器的寬帶、小型化設(shè)計方法，并根據(jù)耦合微帶線奇偶模相速度與等效寬度間的關(guān)系，提出了一種能夠有效改善方向性的設(shè)計方法，具有一定的借鑒意義?，F(xiàn)對文獻[7]和國際知名廠商werlatone及IPP公司各一款頻段相近的定向耦合器的相關(guān)技術(shù)指標(biāo)進行對比，結(jié)果如表3所示。由表3可知，本文設(shè)計的雙定向耦合器尺寸、平均功率容量、方向性都達到了werlatone與IPP的同等水平，且駐波系數(shù)、插損、耦合度指標(biāo)更優(yōu)；相比于文獻[7]設(shè)計的貼片式定向耦合器，除尺寸和駐波系數(shù)外，其他指標(biāo)均優(yōu)于其設(shè)計，實現(xiàn)了小型化、寬帶設(shè)計；若按照本文的設(shè)計方法，設(shè)計單定向耦合器，其尺寸亦比文獻[7]設(shè)計的尺寸更小。

表3 名稱產(chǎn)品性能對比

[1] Chen W L,Wang G M.Exact Design of Novel Miniaturised Fractal-shaped Branch-line Couplers Using Phaseequalising Method[J].IET Microwaves,Antennas &Propag ation,2008,2(08):773-780.

[2] Rehnmark S.Meander-Folded Coupled Lines[J].IEEE Transactions on Microwave Theory &Techniques,1978,26(04):225-230.

[3] Settaluri R K,Weisshaar A,Lim C,et al.Design of Compact Multilevel Folded-line RF Couplers[J].IEEE Transactions on Microwave Theory & Techniqu es,1999,47(12):2331-2339.

[4] LIAO S S,PENG J T.Compact Planar Microstrip Branch-Line Couplers Using the Quasi-lumped Elements Approach with Nonsymmetrical and Symmetrical T-shaped Structure[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2006,54(09):3508-3514.

[5] Chen J H,Yuan S Y,Liou S Y,et al.Compact Planar Microstrip Branch-line Coupler Using Equal Difference Structure[J].Microwave & Optical Technology Letters,2017,59(03):664-668.

[6] Hirota T,Minakawa A,Muraguchi M.Reduced-size Branch-line and Rat-race Hybrids for Uniplanar MMIC's[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,1990,38(03):270-275.

[7] 劉蘇蘇.30MHz-512MHz寬帶帶狀線定向耦合器的設(shè)計與實現(xiàn)[D].武漢:華中科技大學(xué),2012.LIU Su-su.Design and Implementation of 30MHz-512MHz Broadband Strip line Directional Coupler[D].Wuhan:Huazhong University of Science and Technology,2012.

[8] 吳萬春,梁昌洪.微波網(wǎng)絡(luò)及其應(yīng)用[M].北京:國防工業(yè)出版社,1980:295-314.WU Wan-chun,LIANG Chang-hong.Microwave Network and Its Application[M].BeiJing:National Defence Industry Press,1980:295-314.

[9] 甘本祓,吳萬春.現(xiàn)代微波濾波器的結(jié)構(gòu)與設(shè)計(下冊)[M].北京:科學(xué)出版社,1974:166-172.GAN Ben-bo,WU Wan-chun.The Structure and Design of Modern Microwave Filters(Volume Two)[M].BeiJing:Science Press,1974:166-172.

[10] 丁鐘琦.微波傳輸技術(shù)[M].長沙:湖南大學(xué)出版社,2000:80-83.DING Zhong-qi.Microwave Transmission technique[M].Changsha:Hunan University Press,2000:80-83.

[11] 薛良金.毫米波工程基礎(chǔ)[M].北京:哈爾濱工業(yè)出版社,2004:88-95,115-137.XUE Liang-jin.Millimeter Wave Engineering Foundation[M].BeiJing:Harbin Institute of Technology Press,2004:88-95,115-137.

[12] 郝媛,潘英鋒,唐志凱.相控陣導(dǎo)引頭微帶天線陣設(shè)計及單元功率容量計算[J].彈箭與制導(dǎo)學(xué)報,2010,30(06):7-9.HAO Yuan,PAN Ying-feng,TANG Zhi-kai.Array Design and Element’s Power Capacity Calculation For Homing Seeker’s Microstrip Antenna Array[J].Journal of Projectiles,Rockets，Missiles and Guidance,2010,30(06):7-9.