劉 平，張 星，黃守道，尹書虎

(1. 湖南大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院，湖南 長(zhǎng)沙 410082；2. 湖南沃森電氣科技有限公司，湖南 湘潭 411100)

0 引言

電動(dòng)車輛牽引傳動(dòng)裝置的要求包括高效率、最小的體積和重量、高起動(dòng)轉(zhuǎn)矩、間歇過載能力、較大峰值輸出功率下高轉(zhuǎn)速運(yùn)行、快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)、高可靠性以及低成本[1]。在電動(dòng)汽車應(yīng)用中不斷增加的功率密度需求和熱環(huán)境的挑戰(zhàn)將加深對(duì)電機(jī)和功率模塊的熱約束并促進(jìn)熱管理技術(shù)的發(fā)展[2]。在電動(dòng)汽車逆變器的運(yùn)行過程中，絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)模塊的熱應(yīng)力疲勞所導(dǎo)致的鋁鍵合線脫落和焊料層失效，是其主要的失效形式，且均由模塊內(nèi)部結(jié)溫波動(dòng)產(chǎn)生的熱應(yīng)力累積導(dǎo)致[3 -4]。電動(dòng)汽車在城市交通中的反復(fù)加速和制動(dòng)使逆變器頻繁運(yùn)行在高功率和低輸出工況下，在逆變器的轉(zhuǎn)矩輸出相同的情況下，當(dāng)調(diào)制頻率降低(小于2～5 Hz)時(shí)，功率器件結(jié)溫會(huì)因P/N結(jié)到殼體瞬態(tài)熱阻抗的低通濾波器特性而表現(xiàn)較大的波動(dòng)和較高的峰值。因此，考慮到這種類型的負(fù)載，通常對(duì)逆變器進(jìn)行降額使用，如留有足夠的電流安全裕量。這樣雖可避免IGBT結(jié)溫過高引起的損傷，有益于延長(zhǎng)壽命，但會(huì)在一定程度上限制其他部件乃至系統(tǒng)的輸出性能。

現(xiàn)有研究提出通過優(yōu)化調(diào)制策略、降低IGBT的開關(guān)頻率、限制負(fù)載電流等措施來防止IGBT結(jié)溫過高。文獻(xiàn)[5]將連續(xù)脈寬調(diào)制(CPWM)和不連續(xù)脈寬調(diào)制(DPWM)2種調(diào)制方式進(jìn)行有效結(jié)合，并根據(jù)實(shí)際工況的變化情況選擇最佳調(diào)制策略，文獻(xiàn)[6]提出以機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角的變化范圍為依據(jù)的分段不連續(xù)空間矢量調(diào)制(DSVPWM)策略，兩者均通過優(yōu)化調(diào)制策略降低IGBT結(jié)溫、結(jié)溫波動(dòng)。文獻(xiàn)[7]根據(jù)輸出頻率大小將控制區(qū)域劃分為低輸出頻率區(qū)域、高輸出頻率區(qū)域，提出了一種基于輸出頻率區(qū)域?qū)虻哪孀兤髦鲃?dòng)熱管理控制方法，尤其適用于高轉(zhuǎn)矩、轉(zhuǎn)速隨時(shí)變換的工況。文獻(xiàn)[8-9]提出通過降低脈寬調(diào)制(PWM)頻率來減少逆變器IGBT結(jié)溫及結(jié)溫波動(dòng)，但都只對(duì)器件的平均結(jié)溫、結(jié)溫波動(dòng)進(jìn)行控制，忽視了器件工作時(shí)瞬時(shí)最大結(jié)溫對(duì)器件的損害。文獻(xiàn)[10]根據(jù)不同功率等級(jí)對(duì)實(shí)際工況進(jìn)行分區(qū)，用模糊PI控制器對(duì)每個(gè)區(qū)間的電流、開關(guān)頻率進(jìn)行動(dòng)態(tài)調(diào)整，從而使逆變器模塊結(jié)溫得到有效的控制，但選取其PI參數(shù)時(shí)只能依賴工程經(jīng)驗(yàn)。

本文提出了基于結(jié)溫觀測(cè)的動(dòng)態(tài)電流限幅控制策略。首先構(gòu)建IGBT模塊的電熱模型來在線觀測(cè)逆變器所有IGBT芯片和續(xù)流二極管(FWD)芯片的實(shí)時(shí)結(jié)溫，并將其反饋給電流限幅控制器以計(jì)算逆變器的最大運(yùn)行電流值。本文不再使用傳統(tǒng)PI控制器計(jì)算最大運(yùn)行電流，而是由電流限幅控制器依據(jù)器件損耗模型進(jìn)行快速逆向求解。本文所提策略既可以避免功率器件結(jié)溫超過安全工作溫度，提高系統(tǒng)壽命，又可以最大化地利用逆變器的熱容量，獲得更大的輸出能力。

1 逆變器功率器件的結(jié)溫觀測(cè)

充分利用逆變器熱容量的關(guān)鍵在于準(zhǔn)確獲取功率器件的實(shí)際結(jié)溫。傳統(tǒng)結(jié)溫測(cè)量方式難以直接測(cè)量IGBT模塊芯片的實(shí)時(shí)結(jié)溫，只能測(cè)量在一段時(shí)間內(nèi)的平均結(jié)溫[11]，因此無法為IGBT結(jié)溫控制提供必要的實(shí)時(shí)溫度。而通過利用功率器件相關(guān)電熱參數(shù)建立合理的電熱耦合模型則可以精確地對(duì)功率器件結(jié)溫進(jìn)行實(shí)時(shí)觀測(cè)。

圖1為逆變器電熱耦合模型框圖，其包含器件模型、功率損耗模型和傳熱模型三部分[12]。器件模型用于計(jì)算器件導(dǎo)通壓降Vds以及器件開關(guān)損耗Eon、Eoff；功率損耗模型根據(jù)逆變器直流母線電壓Vdc、輸出電流iabc、器件開關(guān)頻率fsw及功率器件結(jié)溫Tj計(jì)算功率損耗Ploss；傳熱模型利用功率損耗計(jì)算功率器件的結(jié)溫。

圖1 逆變器電熱耦合模型框圖Fig.1 Block diagram of electro-thermal coupling model for inverter

1.1 功率損耗模型

本文的研究對(duì)象為電壓型逆變器，其含有6個(gè)IGBT和6個(gè)FWD。逆變器系統(tǒng)的損耗主要為IGBT的通態(tài)損耗和開關(guān)損耗以及FWD的通態(tài)損耗和反向恢復(fù)損耗[13-16]。

a. 通態(tài)損耗計(jì)算。

根據(jù)文獻(xiàn)[2]提出的通態(tài)損耗計(jì)算方法，在一個(gè)周期內(nèi)IGBT的通態(tài)損耗PC,igbt和FWD的通態(tài)損耗PC,fwd分別如式(1)、式(2)所示。

(1)

(2)

其中，i(x)為導(dǎo)通電流；Vce、Vf分別為IGBT和FWD的通態(tài)壓降；δ(x)為占空比函數(shù)。

由所用器件的數(shù)據(jù)手冊(cè)[17]提供的輸出特性曲線和式(1)、(2)可知，器件的通態(tài)損耗是非線性的。因此，為了便于計(jì)算器件的通態(tài)損耗，可以將器件輸出特性曲線中每一個(gè)點(diǎn)的瞬時(shí)通態(tài)壓降直接與導(dǎo)通電流相乘得到每個(gè)導(dǎo)通電流對(duì)應(yīng)的通態(tài)損耗，再利用MATLAB數(shù)據(jù)擬合工具對(duì)所得數(shù)據(jù)用二次函數(shù)擬合得到通態(tài)損耗的計(jì)算式?？紤]到溫度T對(duì)器件損耗的影響，因此在式(3)、(4)中加入了溫度變量。

PC,igbt(i,T)=(0.609 3|i|+8.899×10-3i2+

4.559×10-3|i|T)δ

(3)

PC,fwd(i,T)=(1.012|i|+5.841×10-3i2+

6.961×10-3|i|T)δ

(4)

其中，導(dǎo)通電流i可由逆變器的輸出三相電流iabc確定。

b. 開關(guān)損耗計(jì)算。

IGBT的開關(guān)損耗PI,sw(t)和FWD的反向恢復(fù)損耗PDrr(t)如式(5)所示。

(5)

其中，Vrated為模塊額定電壓；Kon、Koff、Krr為溫度系數(shù)；Eon、Eoff、Err分別為模塊導(dǎo)通、關(guān)斷和反向恢復(fù)的損耗，可采用數(shù)據(jù)手冊(cè)上的損耗曲線擬合得到關(guān)于導(dǎo)通電流i的三階多項(xiàng)式。結(jié)合式(3)—(5)可得IGBT和FWD在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均損耗，分別如式(6)、式(7)所示。

Pigbt(t)=PC,igbt(t)+PI,sw(t)

(6)

Pfwd(t)=PC,fwd(t)+PDrr(t)

(7)

1.2 傳熱模型

忽略功率模塊內(nèi)芯片之間的耦合效應(yīng)，僅考慮垂直方向的熱傳導(dǎo)，IGBT的簡(jiǎn)化熱模型如圖2所示[18]，圖中同時(shí)給出了等效四階Foster RC熱網(wǎng)絡(luò)表示。功率器件數(shù)據(jù)手冊(cè)中給出了P/N結(jié)到殼體的瞬態(tài)熱阻抗曲線。

圖2 三相電壓型逆變器的熱模型Fig.2 Thermal model of three-phase voltage source inverter

通過功率模塊的熱模型并結(jié)合式(6)、(7)可計(jì)算得到單個(gè)功率器件的瞬時(shí)結(jié)溫為：

Tj_igbt=Pigbt(Zjc+Zch)+(Pigbt[1-6]+Pfwd[1-6])Zh+Tamb

(8)

Tj_fwd=Pfwd(Zjcd+Zchd)+(Pigbt[1-6]+Pfwd[1-6])Zh+Tamb

(9)

其中，Zjc、Zjcd為熱阻抗，Zch、Zchd為外殼到散熱器的熱阻抗，Zh為散熱器的熱阻抗，均可直接由數(shù)據(jù)手冊(cè)得到；Pigbt[1-6]、Pfwd[1-6]分別為6個(gè)IGBT和6個(gè)FWD的總損耗；Tamb為環(huán)境溫度。

2 逆變器動(dòng)態(tài)電流限幅控制策略

在實(shí)際應(yīng)用中，逆變器模塊中每個(gè)功率管的結(jié)溫都可能不同，尤其是當(dāng)電動(dòng)汽車的驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)運(yùn)行在低速高轉(zhuǎn)矩或堵轉(zhuǎn)工況下時(shí)，功率器件的結(jié)溫會(huì)出現(xiàn)明顯的不同，因此需要分別考慮三相逆變橋中6個(gè)IGBT和6個(gè)FWD的結(jié)溫狀態(tài)。圖3為基于結(jié)溫觀測(cè)的動(dòng)態(tài)電流限幅控制策略框圖。圖中，損耗模型為依據(jù)式(1)—(7)計(jì)算得到Pigbt和Pfwd；熱模型則由功率損耗和外部環(huán)境溫度Tamb得到逆變器所有開關(guān)器件的最大瞬時(shí)結(jié)溫Tjmax；電流限幅控制器通過比較熱模型實(shí)時(shí)反饋的結(jié)溫信息與預(yù)先設(shè)定的器件最大安全工作結(jié)溫Tlim，動(dòng)態(tài)地調(diào)整逆變器的最大運(yùn)行電流值|Ilim|，并將其輸入矢量控制器。這樣可達(dá)到使逆變器安全地工作在最大可利用的溫度范圍內(nèi)、提高系統(tǒng)的功率密度和可靠性、最大化系統(tǒng)運(yùn)行性能極限的目的。

圖3 基于結(jié)溫觀測(cè)的動(dòng)態(tài)電流限幅控制策略Fig.3 Dynamic current limiting control strategy based on junction temperature observation

(10)

其中，等號(hào)右邊第一項(xiàng)為功率器件的最大結(jié)溫與最大安全工作結(jié)溫的差額，即可用熱容量對(duì)應(yīng)的功率損耗，C為器件四階Foster熱網(wǎng)絡(luò)中最大熱阻所對(duì)應(yīng)的熱容值，τcl為電流限幅閉環(huán)控制系統(tǒng)的時(shí)間常數(shù)(它的取值通常需要權(quán)衡控制系統(tǒng)的響應(yīng)速度和穩(wěn)定性)；等號(hào)右邊第二項(xiàng)為功率器件實(shí)時(shí)最大結(jié)溫對(duì)應(yīng)的功率損耗,Rjc為熱阻。

圖4 電流限幅控制器Fig.4 Current limiting controller

3 仿真分析

在MATLB/Simulink環(huán)境下搭建了仿真模型，仿真參數(shù)如下：輸入直流電壓為640 V，輸出電流為100 A，功率因數(shù)為0.9，開關(guān)頻率為10 kHz，額定輸出頻率為50 Hz，環(huán)境溫度為50 ℃，IGBT模塊型號(hào)為FS100R12KE3，器件安全工作溫度為85 ℃，IGBT熱容Ci=0.198 7 J/K， FWD熱容Cf=0.107 4 J/K，Rjc=0.260 01 K/W，τcl=0.001 s。由電動(dòng)汽車的行駛工況可知，逆變器會(huì)頻繁工作于低速大功率輸出狀態(tài)。在轉(zhuǎn)矩輸出相同且電機(jī)轉(zhuǎn)速或輸出電流頻率很低(小于2～5 Hz)的情況下，功率器件的結(jié)溫會(huì)表現(xiàn)較大的波動(dòng)和較高的峰值甚至有可能超出其安全工作溫度。本文逆變器的驅(qū)動(dòng)對(duì)象為永磁同步電機(jī)，當(dāng)永磁同步電機(jī)工作在一種很典型的工況(即堵轉(zhuǎn))時(shí)，三相電壓型逆變器的部分功率管流過直流電流，其余的功率器件則不工作。這種工況使得逆變器中IGBT和FWD的損耗及結(jié)溫會(huì)出現(xiàn)較大的差異。本文針對(duì)這種低速大功率輸出工況以及堵轉(zhuǎn)工況進(jìn)行測(cè)試，以驗(yàn)證所提控制策略的有效性。

3.1 低速大功率輸出工況測(cè)試

圖5為逆變器運(yùn)行在低速大功率輸出工況下，采用3種控制策略時(shí)的測(cè)試結(jié)果。

圖5 低速大功率輸出工況下的測(cè)試結(jié)果Fig.5 Test results under operating condition of low speed and high power output

圖5(a)為不加電流限幅控制策略的測(cè)試結(jié)果，逆變器的輸出頻率由5 Hz逐步上升，在1 s時(shí)達(dá)到額定頻率50 Hz；逆變器的輸出電流幅值為100 A，2 s后降低電流。從圖5(a)中可以看出，在輸出功率相同的情況下，低頻(電動(dòng)汽車低速)運(yùn)行階段的器件結(jié)溫明顯大于高頻/高速運(yùn)行階段的器件結(jié)溫，此時(shí)IGBT和FWD的結(jié)溫均超過了安全結(jié)溫區(qū)；在0.1 s左右時(shí)瞬時(shí)結(jié)溫甚至超過了器件手冊(cè)中的最大工作結(jié)溫125 ℃，這極有可能造成器件因熱沖擊而失效。因此，需要通過設(shè)置逆變器的最大運(yùn)行電流值來限制IGBT和FWD的結(jié)溫。

圖5(b)為固定最大運(yùn)行電流值控制策略的測(cè)試結(jié)果，通過設(shè)置固定最大運(yùn)行電流值來限制逆變器的輸出電流幅值，從而避免器件結(jié)溫超過安全工作結(jié)溫。本文研究中為了使器件的最大結(jié)溫控制在85 ℃，故設(shè)定最大運(yùn)行電流值為50 A。從圖5(b)中可看出，在該控制策略下輸出低頻階段的IGBT結(jié)溫最高，結(jié)溫幅值在85 ℃左右，但其余絕大部分頻率下器件的最大結(jié)溫遠(yuǎn)低于所設(shè)定的結(jié)溫限制值，即熱裕量很大。所以該控制策略是通過對(duì)逆變器的電流進(jìn)行固定限幅來滿足最大結(jié)溫約束，通常留有較多的裕量，即無法發(fā)揮逆變器更大的輸出能力。

圖5(c)為本文所提控制策略的測(cè)試結(jié)果。電流限幅控制器依據(jù)器件結(jié)溫反饋信息動(dòng)態(tài)地調(diào)整逆變器的最大運(yùn)行電流值，即只有當(dāng)器件結(jié)溫高于安全工作溫度時(shí)，控制器才會(huì)逐步降低最大運(yùn)行電流值。從圖5(c)中可以看出，IGBT和FWD的最大結(jié)溫都被控制在了安全結(jié)溫85 ℃以下，說明動(dòng)態(tài)限流控制策略可以避免器件結(jié)溫過高。

圖5(d)給出了采用動(dòng)態(tài)限流控制策略與固定最大運(yùn)行電流值控制策略時(shí)逆變器的輸出功率。從圖5(d)中可以看出，當(dāng)采用固定最大運(yùn)行電流值控制策略時(shí)，逆變器的最大輸出功率為11.5 kW，而當(dāng)采用動(dòng)態(tài)限流控制策略時(shí)，逆變器的最大輸出功率為19.7 kW，比前者提高了71.6%，說明本文所提控制策略既可以充分利用逆變器的容熱能力，又可以增強(qiáng)逆變器的負(fù)載能力。

3.2 堵轉(zhuǎn)工況測(cè)試

圖6 堵轉(zhuǎn)工況下的測(cè)試結(jié)果Fig.6 Test results under operating condition of locked-rotor

圖6給出了堵轉(zhuǎn)工況下逆變器的測(cè)試結(jié)果。其中，圖6(a)為固定最大運(yùn)行電流值控制策略的測(cè)試結(jié)果，為了使逆變器功率管工作在設(shè)定的結(jié)溫85 ℃以下，設(shè)置運(yùn)行電流幅值為20 A。此時(shí)輸出電流ib=-20 A，ia=ic=10 A，因此b相橋臂中IGBT5的結(jié)溫迅速上升并達(dá)到85 ℃?？梢钥闯?，若不限制最大運(yùn)行電流，IGBT5的結(jié)溫會(huì)超過安全工作結(jié)溫，造成熱沖擊。另外，由于模塊內(nèi)部存在熱耦合，未導(dǎo)通的FWD2、FWD4、FWD6以及FWD1、FWD3、FWD5會(huì)出現(xiàn)一些溫升。圖6(b)為本文所提控制策略的測(cè)試結(jié)果。可以看出，逆變器的輸出電流瞬時(shí)最大值可以達(dá)到60 A，平均輸出電流也高于圖6(a)的平均輸出電流。這說明采用動(dòng)態(tài)限流控制策略可以使逆變器工作在安全結(jié)溫以下，并實(shí)現(xiàn)堵轉(zhuǎn)工況下大的功率輸出，滿足電動(dòng)汽車的啟動(dòng)需求。因此，采用動(dòng)態(tài)限流控制策略既充分利用了逆變器的可用熱容量、保證了逆變器功率器件的結(jié)溫不超過安全結(jié)溫，又提高了逆變器的輸出性能。

4 結(jié)論

本文提出了基于實(shí)時(shí)結(jié)溫觀測(cè)的逆變器動(dòng)態(tài)限流策略，即利用逆變器的電熱模型觀測(cè)功率器件的結(jié)溫，然后通過電流限幅控制器根據(jù)功率器件的實(shí)際結(jié)溫及其可用熱容量來動(dòng)態(tài)調(diào)整逆變器的最大運(yùn)行電流值，從而控制逆變器的輸出電流限幅以及功率器件的最高結(jié)溫。測(cè)試結(jié)果表明本文所提控制策略能夠很好地控制逆變器在低頻大功率輸出工況以及堵轉(zhuǎn)工況下的瞬時(shí)結(jié)溫沖擊，使逆變器工作在安全結(jié)溫以下，降低器件因結(jié)溫過高而發(fā)生失效的概率，延長(zhǎng)器件使用壽命；另外，相比于預(yù)留裕量限定固定最大運(yùn)行電流的控制策略，所提控制策略能充分利用逆變器的最大瞬時(shí)可用熱容量，提高了逆變器的瞬時(shí)負(fù)載能力，可實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)運(yùn)行極限最大化；同時(shí)本文所提控制策略也有利于在系統(tǒng)設(shè)計(jì)過程中降低功率器件的熱等級(jí)，推進(jìn)電力電子的更高集成。