張 冀， 張舟云

(上海電驅(qū)動股份有限公司，上海 201806)

0 引 言

在新能源汽車領(lǐng)域，永磁同步電機以其高功率密度，高效率的優(yōu)點，成為驅(qū)動電機的主流。為了使車輛獲取更高的運行速度，必須對電機進行深度弱磁，最高運行速度常常是額定轉(zhuǎn)速的數(shù)倍以上。與異步電機相比，永磁同步電機的弱磁方法較為復(fù)雜，在不同運行區(qū)域呈現(xiàn)出不同的弱磁特性。另外，弱磁特性與電機參數(shù)相關(guān)，而電機參數(shù)特別是交直軸的電感會隨著電流急劇變化，因此也會導(dǎo)致弱磁特性的動態(tài)變化。因此永磁同步電機的弱磁方法一直是研究的熱點。目前主要有弱磁電流反饋補償法[1-2]、電壓角補償[3-4]、查表法[5]、q軸電壓誤差法[6]、單PI參數(shù)法[7]等。這些方法在一定程度上給出了弱磁方法的方向，但是對于工程來說，需要考慮電機差異、現(xiàn)場調(diào)試可控性及時效性等問題，因此需要時間成本更低的工程方法。

一種較為快速有效的永磁同步電機弱磁特性工程整定方法是，在不同的轉(zhuǎn)速區(qū)域，采用電壓開環(huán)給定的方式，使電機直接運行在電壓環(huán)上，由此直接得到電機的控制參數(shù)表。但是，由于逆變器環(huán)節(jié)存在非線性，電機本體存在三相不平衡等制造品質(zhì)因素，使得開環(huán)控制時，三相電流存在直流偏置，且偏置隨著功率上升而增大，這使得電流產(chǎn)生波動，導(dǎo)致電機輸出扭矩也波動。對于大功率電機特別是商用車用電機來說，其峰值扭矩在1000 Nm以上，扭矩波動會產(chǎn)生噪聲以及母線電壓跳變問題，更重要的是會影響控制參數(shù)表獲取時的扭矩精度，嚴(yán)重時會制表失敗。

針對電壓開環(huán)控制時存在的電流偏置問題，本文首先從理論上分析了偏置對交直軸電壓的影響，得到存在旋轉(zhuǎn)干擾電壓分量的結(jié)論，再次設(shè)計了偏置抑制算法，通過注入與電頻率同步的旋轉(zhuǎn)電壓來抑制干擾，最后通過實驗驗證了所提方法的可行性與有效性。

1 理論分析

1.1 電壓開環(huán)控制

當(dāng)電機轉(zhuǎn)速上升至基速以上時，相電壓達到最大，為了繼續(xù)升速或增大輸出功率，需要對d軸增加弱磁電流。電壓矢量會在電壓環(huán)上隨著弱磁電流向uq等于零的方向移動，最終uq過零并停留在MPTV點上，達到該轉(zhuǎn)速點下的最大功率。由于此時電機運行在電壓環(huán)上，如果進行電流閉環(huán)控制，則一旦存在電流擾動或者PI參數(shù)失調(diào)，都容易使得調(diào)節(jié)出的電壓矢量超出電壓環(huán)，引起過壓故障。

圖1 電壓開環(huán)控制原理

電壓開環(huán)控制的實現(xiàn)框圖如圖2所示。dq軸電壓為開環(huán)給定，不同的電壓組合得到不同的dq軸電流和對應(yīng)的輸出扭矩，通過記錄電流和扭矩，就可以得到電機的控制參數(shù)表。

圖2 電壓開環(huán)控制實現(xiàn)框圖

電壓開環(huán)控制的方式具有簡單、不用考慮電機參數(shù)的優(yōu)點，但是由于沒有調(diào)節(jié)器，抗干擾能力不足，僅能用于電機特性的確定，最終還是需要根據(jù)測得的參數(shù)表進行電流閉環(huán)控制。但是，參數(shù)表確定時需要電機應(yīng)處于穩(wěn)態(tài)，既轉(zhuǎn)速、扭矩和電流應(yīng)保持恒定，才能確定具體的控制參數(shù)。由于逆變器通常是非線性較嚴(yán)重的IGBT器件，另外電機本體工藝上也存在三相略微不平衡，因此在工程實測中，開環(huán)控制會導(dǎo)致三相電流出現(xiàn)直流偏置，進而引發(fā)電流波動和扭矩波動，對確定控制參數(shù)造成了困難。

1.2 直流偏置的影響分析

若含偏置的三相電流表達式為

(1)

式中，I1為a相偏置電流，I2為b相偏置電流。ia,ib,ic分別為a,b,c三相帶偏置的交流電流，ia1,ib1,ic1分別為a,b,c三相理想的無偏置的交流電流。

轉(zhuǎn)換至靜止坐標(biāo)系下：

(2)

式中，iα,iβ分別為相電流存在偏置時，轉(zhuǎn)換至靜止坐標(biāo)系下的靜態(tài)電流，iα1,iβ1分別為相電流不存在偏置時，轉(zhuǎn)換至靜止坐標(biāo)系下的靜態(tài)電流。

將式(2)轉(zhuǎn)換至旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，可以得到：

(3)

式中，id,iq分別為相電流存在偏置時，轉(zhuǎn)換至旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的靜態(tài)電流，id1,iq1分別為相電流不存在偏置時，轉(zhuǎn)換至旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的靜態(tài)電流。

如果令:

則式(3)可以重新寫做：

(4)

式中，p為微分算子。

帶擴展反電動勢的dq軸電壓模型為

(5)

因此可以計算得到帶偏置情況下的電壓模型為

(6)

式中，ud,uq分別為相電流存在偏置時，轉(zhuǎn)換至旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的靜態(tài)電壓，ud1,uq1分別為相電流不存在偏置時，轉(zhuǎn)換至旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的靜態(tài)電壓。

若忽略定子壓降，可以寫成：

(7)

(8)

考慮到隨著電流上升，Lq急劇下降，電感差增益I(ω+1)(Lq-Ld)相對于電機電壓和功率等級的分量較小，因此忽略后可以得到：

(9)

寫成矢量形式后：

(10)

1.3 旋轉(zhuǎn)電壓注入

圖3 干擾電壓矢量dq軸分量

因此，只要在開環(huán)控制時，只要根據(jù)電流偏置大小，向dq軸分別注入一個旋轉(zhuǎn)的補償電壓矢量，就可以消除電流偏置。且補償電壓矢量為：

(11)

對于電驅(qū)動領(lǐng)域來說，通常定義電機逆時針旋轉(zhuǎn)時轉(zhuǎn)速為正，順時針旋轉(zhuǎn)時轉(zhuǎn)速為負，因此補償電壓分量的符號需要根據(jù)電機轉(zhuǎn)速方向來制定，正轉(zhuǎn)速和負轉(zhuǎn)速的補償電壓分量符號相反。由于正反轉(zhuǎn)速下相同扭矩對應(yīng)的工況分別為電動和發(fā)電工況，因此電動和發(fā)電工況時的補償電壓分量的符號也相反。

2 實驗驗證

搭建如圖4所示的對拖臺架，進行算法驗證實驗。由測功機提供轉(zhuǎn)速，被測電機進行電壓開環(huán)控制，被測電機參數(shù)如表1所示，用示波器抓取旋轉(zhuǎn)電壓注入前后的三相電流波形。

圖4 實驗平臺

表1 被測電機參數(shù)

測功機給定4500 r/min，被測電機電壓控制的扭矩分別為125 Nm、175 Nm和210 Nm，對應(yīng)電機輸出功率分別為59 kW、83 kW和99 kW，注入旋轉(zhuǎn)電壓前后的電流波形如圖5所示?？梢钥闯?，隨著輸出功率的上升，開環(huán)控制的三相電流中包含的直流偏置也隨之增大，導(dǎo)致三相電流出現(xiàn)不平衡現(xiàn)象，這會導(dǎo)致根據(jù)三相電流和電機轉(zhuǎn)角來計算的dq軸電流也出現(xiàn)波動，同樣也會導(dǎo)致扭矩波動，這些都會影響控制參數(shù)表的精確獲取，而在經(jīng)過旋轉(zhuǎn)電壓注入后，三相電流的平衡性明顯得到了改善，這意味著穩(wěn)定的輸出扭矩和dq軸反饋電流，有利于確定較為精確的控制參數(shù)。

圖5 4500r/min旋轉(zhuǎn)電壓注入前后電流波形

測功機給定7500 r/min，被測電機電壓控制的扭矩分別為66 Nm、81 Nm和104 Nm，對應(yīng)電機輸出功率分別為52 kW、64 kW和82 kW，注入旋轉(zhuǎn)電壓前后的電流波形如圖6所示。可以看出，注入旋轉(zhuǎn)電壓后，也得到了和4500 r/min相同的三相電流平衡性改善的結(jié)果。另外還可以看出，在輸出功率基本一致的條件下，隨著轉(zhuǎn)速的上升，不平衡性進一步加劇，這需要更高幅值的注入電壓，符合理論分析。

圖6 7500r/min旋轉(zhuǎn)電壓注入前后電流波形

3 結(jié) 語

本文提出了一種旋轉(zhuǎn)電壓注入的方法，來抑制電壓開環(huán)控制時三相電流中的直流偏置，從而獲得穩(wěn)定的控制參數(shù)。從理論上分析了直流偏置對交直軸電壓的影響，推導(dǎo)了抑制算法，得到了旋轉(zhuǎn)電壓注入的理論依據(jù)，進行了實驗。實驗結(jié)果表明，所提方法對電壓開環(huán)控制時存在的直流偏置具有明顯的抑制作用，算法的有效性和可行性得到了驗證。