吳 灝, 康 穎, 葛松虎, 李亞星, 孟 進(jìn)

(1. 海軍工程大學(xué)軍用電氣科學(xué)與技術(shù)研究所, 湖北 武漢 430033;2. 海軍工程大學(xué)艦船綜合電力技術(shù)國防科技重點實驗室, 湖北 武漢 430033)

0 引 言

現(xiàn)代甚高頻/特高頻(very high frequency/ultra high frequency, VHF/UHF)通信電臺廣泛應(yīng)用于野外科考、應(yīng)急救災(zāi)、艦艇飛機通信等軍民用領(lǐng)域,具有信號穩(wěn)定、安全性高等優(yōu)點,也是保障長距離視距通信的重要設(shè)備。然而,在復(fù)雜電磁環(huán)境下,VHF/UHF電臺易受共平臺發(fā)射機或?qū)Ψ礁蓴_機產(chǎn)生的多樣式干擾影響,通信魯棒性較差。

為抑制VHF/UHF同頻干擾,多天線接收是一種有效的抗干擾手段。然而,由于通信信道通常是衰落的且各向異性,無法直接采用陣列信號處理中的波束形成技術(shù)。針對VHF/UHF頻段多通道接收特點,分集合并(diversity combining, DC)技術(shù)通過將兩路或多路信號按照一定策略合并起來,能有效補償信道衰落,顯著提高信噪比(signal to noise ratio, SNR)。其中,最大比合并(maximal ratio combining, MRC)方法在最大輸出SNR準(zhǔn)則下性能最好,但實現(xiàn)結(jié)構(gòu)復(fù)雜,等增益合并(equal gain combining, EGC)方法實現(xiàn)相對簡單,但對抗多徑信道衰落性能稍差。當(dāng)信道中存在強干擾時,文獻(xiàn)[18]提出了干擾抑制合并(interference rejection combining, IRC)方法,利用干擾信道和期望信道的差異性完成空域干擾抑制。文獻(xiàn)[19]對比了Rayleigh衰落信道下MRC和IRC方法對分布式網(wǎng)絡(luò)中斷概率的影響,文獻(xiàn)[20-21]在IRC方法的基礎(chǔ)上,提出了特征域的E-IRC方法,對特定窄帶干擾有更強抑制效果。IRC方法也被廣泛應(yīng)用于長期演進(jìn)(long term evolution, LTE)系統(tǒng)的上行鏈路,可有效提高小區(qū)容量,降低內(nèi)部干擾。文獻(xiàn)[23]提出了一種用于一發(fā)兩收LTE系統(tǒng)的干擾重構(gòu)合并方法,相比于傳統(tǒng)IRC方法,該方法在多徑衰落信道中性能更佳。根據(jù)先驗信息的不同,IRC常用的準(zhǔn)則有最小均方誤差(minimum mean square error, MMSE)、最大化信干噪比(max signal to interference plus noise ratio, MSINR),線性約束最小方差(linearly constrained minimum variance, LCMV)等。由于IRC方法對接收信號協(xié)方差矩陣和信道估計誤差十分敏感,而VHF/UHF接收鏈路受多徑衰落影響,信道參數(shù)通常是未知且時變的,很難精確估計出信道參數(shù),限制了傳統(tǒng)IRC方法在受干擾VHF/UHF通信電臺中的應(yīng)用。

本文以某型艦載一發(fā)兩收VHF/UHF戰(zhàn)術(shù)通信電臺為研究對象,針對真實戰(zhàn)場環(huán)境接收鏈路存在的同頻強干擾,提出了一種基于決策的IRC(decision-based IRC, D-IRC)算法。該方法避免了傳統(tǒng)IRC方法對信道估計誤差敏感的缺陷,解決了信道參數(shù)估計難題。D-IRC無需估計信道參數(shù),適用于多徑衰落等信道未知場景,且算法結(jié)構(gòu)簡單,最優(yōu)權(quán)值可基于最小均方(least mean squares, LMS)快速算法迭代獲得。同時,本文定量分析了D-IRC輸出信干噪比(signal to interference plus noise ratio, SINR)與輸入SINR的解析關(guān)系,定義了干擾抑制功率失效區(qū),并給出了D-IRC最優(yōu)輸出的選擇策略。仿真結(jié)果表明,在信道參數(shù)未知場景下,通過決策輸出的D-IRC方法性能優(yōu)于傳統(tǒng)IRC和MRC方法,且失效區(qū)測度關(guān)系與理論分析一致。

1 系統(tǒng)模型

本文采用某型一發(fā)兩收VHF/UHF電臺通信鏈路模型,該電臺由一個發(fā)射鏈路和兩個獨立的接收鏈路組成,接收鏈路為上下雙天線結(jié)構(gòu),如圖1所示。

圖1 一發(fā)兩收VHF/UHF電臺通信鏈路模型Fig.1 VHF/UHF radio communication link model with one transmitter and two receivers

發(fā)送信號時,為避免多徑干擾,通過控制模塊和切換開關(guān),同一時刻只能由其中某一根天線進(jìn)行發(fā)射。接收信號時,上下天線同時工作,由于天線間隔足夠大(通常≥,為波長),可獲得兩路獨立的衰落信號。

對于受干擾的通信系統(tǒng),由于上下雙天線不具有各向同性,不能使用陣列信號處理中的導(dǎo)向矢量描述信道響應(yīng)。因此,接收端離散基帶信號表示為

(1)

式中:采樣點≥0;()和()分別表示上下天線接收信號采樣值;()表示期望信號采樣值;()表示干擾信號采樣值;,,,分別表示期望信號和干擾信號的信道復(fù)衰落增益。本文假設(shè)信道,,,均為Rayleigh平坦衰落信道,()和()表示加性高斯白噪聲(additive white Gaussian noise, AWGN)采樣值。為方便后文推導(dǎo),記

(2)

對于當(dāng)前時刻,不失一般性,式(1)可簡記為向量形式:

=++

(3)

式中:=[,]∈,=[,]∈,=[,]∈分別表示接收信號向量,期望信號的信道向量以及干擾信號的信道向量。實際場景中,期望信號與干擾信號通常不相關(guān),本文假設(shè)和相互獨立且均值為零。定義接收信號的自相關(guān)矩陣∈,具體表示為

=E[]=+

(4)

(5)

根據(jù)矩陣求逆定理,得到:

(6)

式中:||表示的行列式,(,=1,2)表示矩陣中的元素。

2 基于決策的D-IRC方法

2.1 算法原理

為抑制干擾信號,可利用多個接收信道的差異性進(jìn)行空域干擾抑制。由于VHF/UHF電臺接收天線的方向性較弱,接收通道通常為多徑衰落信道,而且干擾源具有隨機性和未知性,導(dǎo)致不同天線接收信號的信干噪比差異較大。因此,最典型的空域干擾抑制方法為IRC,其本質(zhì)上是基于特定準(zhǔn)則計算多路接收信號的最優(yōu)權(quán)值,利用分集合并實現(xiàn)干擾抑制。通常地,可采用MSINR或MMSE準(zhǔn)則構(gòu)造IRC的目標(biāo)函數(shù)。其中,MSINR準(zhǔn)則下的目標(biāo)函數(shù)為

(7)

式中:表示IRC權(quán)值向量。由廣義Rayleigh商定義,權(quán)值最優(yōu)解為

(8)

MMSE準(zhǔn)則下IRC的目標(biāo)函數(shù)為

(9)

權(quán)值最優(yōu)解為

(10)

根據(jù)矩陣求逆引理

(11)

代入式(10),可得

(12)

(13)

式中:為實常數(shù)。相應(yīng)地,干擾抑制合并信號記為

(14)

(15)

圖2 基于決策的D-IRC方法基本原理Fig.2 Basic principle of D-IRC method based on decision

由于信道參數(shù)為估計值,D-IRC采用LCMV準(zhǔn)則構(gòu)造目標(biāo)函數(shù):

(16)

(17)

式中:為乘子,可求得D-IRC最優(yōu)權(quán)值的通式為

(18)

相應(yīng)地,干擾抑制合并信號記為

(19)

(20)

式中:為實常數(shù),且滿足=1。則最優(yōu)干擾抑制合并信號為

(21)

然而,式(21)中最優(yōu)權(quán)值的獲取仍是個難題。在實際應(yīng)用中,受信道時變以及求逆運算復(fù)雜度高等因素制約,通常無法直接由式(20)計算獲得。因此,本文采用LMS算法迭代求解。具體地,將式(20)代入式(16),目標(biāo)函數(shù)進(jìn)一步改寫為

(22)

(23)

為使D-IRC方法具有更強適用性,如果直接輸出合并信號,由于信道參數(shù)為估計值,在LCMV準(zhǔn)則下可能會導(dǎo)致期望信號也被抑制。因此,D-IRC方法通過合適決策手段,選擇輸出參考信號或最優(yōu)合并信號,也即輸出為={,}。

(24)

式中:為實常數(shù),且滿足=1。最優(yōu)干擾抑制合并信號為

(25)

目標(biāo)函數(shù)為

(26)

基于和,通過進(jìn)一步?jīng)Q策,得到最終輸出Out={,}。

2.2 決策方法

SINR是度量通信質(zhì)量可靠性的一個重要指標(biāo)。為評估系統(tǒng)抗干擾能力,令

(27)

(28)

本小節(jié)基于MSINR準(zhǔn)則,通過定量分析輸出SINR與的解析關(guān)系式,給出D-IRC的具體決策方法。當(dāng)信道參數(shù)已知時,利用式(14)可得的SINR為

(29)

結(jié)合式(28)和式(29)可得

SINR≈

(30)

式中:為與信道參數(shù)相關(guān)的正實數(shù),也即SINR與呈正比關(guān)系。

當(dāng)信道參數(shù)未知時,利用式(18)可得

(31)

利用矩陣求逆引理得到

(32)

(33)

通過代數(shù)運算可得

(34)

根據(jù)決策輸出={,},={,},在MSINR準(zhǔn)則下可得

(35)

式中：SINR和SINR分別表示接收信號和的SINR,結(jié)合式(28),可近似表示為

(36)

為得到SINR和SINR,直接根據(jù)式(21)和式(34)推導(dǎo)得到的解析式形式復(fù)雜,不便于定量分析。因此,本文做如下近似處理。首先,結(jié)合式(6)和式(20)化簡可得

(37)

(38)

則有

(39)

(40)

將式(36)和式(39)代入式(35),可得

(41)

(42)

則決策輸出和可分別表示為

(43)

(44)

(45)

式中:(·)和(·)為功率-SINR比映射函數(shù)。由于(·)和(·)均為凹函數(shù),若存在使得SINR<,SINR<,即電臺無法正常工作,定義這些值的集合為干擾抑制功率失效區(qū),記為和,則有

(46)

結(jié)合式(43)、式(44)和式(46)可得和的測度分別為

(47)

(48)

||+||=4lg,≤;≤

(49)

式(49)表示,當(dāng)||和||均不為0時,其測度之和穩(wěn)定為常數(shù)4lg。因此,為實現(xiàn)最佳抗干擾性能,最終決策輸出Out穩(wěn)定為測度較小的一路。

2.3 處理流程

根據(jù)前述D-IRC原理及決策方法,完整的算法處理流程如圖3所示,步驟如下。

圖3 D-IRC方法流程圖Fig.3 Flow chart of D-IRC method

根據(jù)先驗信息及測量得到,以及值;

同時采集上下兩路接收信號,得到()和();

若信道參數(shù)已知,則根據(jù)式(14)得到最優(yōu)輸出;否則,根據(jù)式(22)和式(26)分別構(gòu)建目標(biāo)函數(shù),基于LMS迭代求得最優(yōu)權(quán)值,以及,;

根據(jù)式(43)、式(44)和式(46)分別求得,以及||,||;

進(jìn)行判決:若||≤||,則Out=;否則Out=,最終輸出Out信號。

由圖3可知,D-IRC方法的主要計算開銷在于LMS迭代求解最優(yōu)權(quán)值,其單次迭代只涉及簡單的乘加運算,包括3次乘法和2次加法,可利用現(xiàn)場可編程門陣列(field programmable gate array, FPGA)的乘加法器完成。對于VHF/UHF通信帶寬而言,利用主流FPGA芯片,算法的一次迭代可在一個數(shù)據(jù)周期內(nèi)完成,不存在實時性問題。而對于傳統(tǒng)的IRC算法,最優(yōu)權(quán)值的計算需要用到矩陣求逆操作,用FPGA實現(xiàn)難度較大。以Xilink Zynq ZC706評估板40 MHz采樣率為例,實驗測得,D-IRC算法的收斂速度為微秒量級,具備工程實現(xiàn)條件。

3 仿真結(jié)果與分析

3.1 仿真參數(shù)

3.2 AWGN信道下的性能分析

圖4 AWGN信道下不同方法的BER性能Fig.4 BER performance of different methods in AWGN channel

可以看出,以MSNR為準(zhǔn)則的MRC方法,與接收信號相比,無明顯性能增益。由于不需要估計信道參數(shù),本文D-IRC與IRC方法在不同SINR值下均能有效抑制干擾,BER遠(yuǎn)低于門限,性能相當(dāng)。

3.3 Rayleigh信道下的性能分析

VHF/UHF信道環(huán)境受海面反射、船體反射等影響,在開闊海面上的電波傳播模型,普遍使用基于多徑的平坦地面損耗模型。本節(jié)將信道設(shè)置為三徑Rayleigh平坦衰落模型,具體參數(shù)如表1所示。

表1 多徑信道基本參數(shù)

圖5 Rayleigh場景1下不同方法的BER性能Fig.5 BER performance of different methods in Rayleigh scenario 1

由圖5可知,存在信道估計誤差的IRC方法,最優(yōu)權(quán)值將退化為PI的最優(yōu)解,隨著SINR值增大,BER性能反而惡化,甚至劣于MRC方法。D-IRC相比于IRC,性能優(yōu)勢明顯,其中輸出優(yōu)于。需要說明的是,對于D-IRC方法,由于SINR和SINR是關(guān)于值的凹函數(shù),極小值點均出現(xiàn)在=,因此,D-IRC輸出和的BER曲線是關(guān)于SINR值的凸函數(shù),且峰值位置相同,均為2 dB,且由BER曲線與門限Thr的交點可得出和值。

為進(jìn)一步分析和的關(guān)系,通過改變Thr值可獲得不同門限值。圖6給出了不同值下和性能。圖6中紅色點為||+||實測值,褐色線為式||+||理論值。

圖6 Rayleigh場景1下決策輸出的性能Fig.6 Performance of decision output in Rayleigh scenario 1

由圖6可知,當(dāng)≤0.4 dB時,||=0,當(dāng)≥0 dB時,||和||的值隨著值增大而等比例線性增大,且||+||與理論值基本一致。因此,場景1下D-IRC方法最終決策輸出選擇。

圖7給出了場景2下不同方法的BER性能對比。同樣地,本文提出的D-IRC方法性能最佳,不同SINR下的BER值均低于門限。圖8給出了不同值時和性能。

圖7 Rayleigh場景2下不同方法的BER性能Fig.7 BER performance of different methods in Rayleigh scenario 2

圖8 Rayleigh場景2下決策輸出的性能Fig.8 Performance of decision output in Rayleigh scenario 2

由圖8可知,當(dāng)≤1.6 dB時,||=0,當(dāng)>16 dB時,||+||與理論值基本一致。因此,在場景2下D-IRC最終決策輸出選擇。

結(jié)合圖6和圖8可知,對于本文D-IRC方法,信道對不同信號的幅度增益差異越大,決策輸出的||和||差異也越大,且測度之和均與理論值一致,因此可以穩(wěn)定決策輸出測度較小一路。

在真實場景下,受多因素影響,獲得參數(shù)的精確估計值十分困難,IRC方法在估計誤差較大時,性能惡化明顯,如圖5和圖7所示,而D-IRC方法不需要估計,通過決策輸出即可獲得較好性能,決策模型簡單,具備工程實現(xiàn)價值。

4 結(jié) 論

本文考慮一發(fā)兩收VHF/UHF通信電臺接收鏈路存在的同頻強干擾,針對傳統(tǒng)抗干擾方法存在信道參數(shù)估計難的問題,提出了D-IRC抗干擾方法。該方法通過構(gòu)造兩個信道估計向量,基于LMS算法迭代求解最優(yōu)權(quán)值,得到兩路輸出合并信號,隨后引入MSINR準(zhǔn)則,定量分析了輸出SINR與輸入SINR的解析關(guān)系,定義了干擾抑制功率失效區(qū),分析了決策輸出失效區(qū)測度大小的關(guān)系,并給出了最優(yōu)輸出的選擇策略。仿真結(jié)果表明,在信道參數(shù)未知場景下,通過決策輸出的D-IRC性能優(yōu)于傳統(tǒng)IRC和MRC方法,同時失效區(qū)測度關(guān)系的仿真結(jié)果與理論值基本一致,能夠保證決策結(jié)果的穩(wěn)定性。

由于VHF/UHF頻段的信道參數(shù)精確估計很難實現(xiàn),傳統(tǒng)IRC方法在信道估計誤差較大時性能惡化明顯,而本文D-IRC方法不需要信道估計,適用于Rayleigh衰落信道等信道參數(shù)未知場景,同時,該方法結(jié)構(gòu)簡單,能夠基于LMS快速迭代求解,具備工程實現(xiàn)的實時性要求。目前D-IRC方法已在某型號項目的原理樣機上得到驗證,表明所提方法是實用可行的。