郭小強(qiáng)，吳卓群，駱 然，盧志剛，華長春

（燕山大學(xué)電氣工程學(xué)院，河北省秦皇島市 066004）

0 引言

并網(wǎng)逆變器作為連接光伏系統(tǒng)和電網(wǎng)的關(guān)鍵環(huán)節(jié)，受到工業(yè)界和學(xué)術(shù)界的廣泛關(guān)注［1］。光伏系統(tǒng)通常使用工頻變壓器實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)電壓匹配和電氣隔離。然而，工頻變壓器增加了光伏系統(tǒng)的重量、體積和成本，降低了系統(tǒng)效率［2］。因此，非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器成為研究熱點(diǎn)［3-4］。

實(shí)際應(yīng)用中，非隔離型光伏系統(tǒng)存在接地共模漏電流，影響系統(tǒng)安全性和可靠性。為了解決該問題，國內(nèi)外學(xué)者開展了相關(guān)研究并取得了積極進(jìn)展［5-6］。其中的多電平類非隔離型逆變器在開關(guān)應(yīng)力和輸出波形質(zhì)量上具有明顯優(yōu)勢(shì)［7-11］，且適用于中壓或高壓系統(tǒng)。文獻(xiàn)［12］提出一種新型高效非隔離型多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可實(shí)現(xiàn)無直流電注入電網(wǎng)，從而消除漏電流，但其只具有三電平輸出能力且需要2 個(gè)直流源，故需要考慮直流電壓不平衡問題。文獻(xiàn)［13］提出了一種新型五電平非隔離型光伏逆變器，具有良好的漏電流抑制能力。該電路通過2 個(gè)飛跨電容電壓差異實(shí)現(xiàn)多電平輸出，但其使用前饋控制策略實(shí)現(xiàn)飛跨電容電壓平衡，控制策略較為復(fù)雜。文獻(xiàn)［14］提出了一種新型雙T 型拓?fù)?，該拓?fù)浣Y(jié)合特定諧波消除脈寬調(diào)制（selective harmonic eliminated pulse width modulation，SHEPWM）解決了傳統(tǒng)有源中點(diǎn)鉗位逆變器無法升壓的問題且實(shí)現(xiàn)了多電平輸出，但未實(shí)現(xiàn)漏電流抑制?；贖 橋的六開關(guān)逆變器具有高效率、低漏電流和無需分裂電容器的特點(diǎn)，文獻(xiàn)［15］提出了一種基于H 橋的六開關(guān)的新型拓?fù)洹汶妷籂顟B(tài)整流 H 橋逆變器（H-bridge zero-voltage state rectifier，HB-ZVR），具有半導(dǎo)體器件利用率高、效率高及漏電流小的優(yōu)點(diǎn)，但其不具備多電平輸出能力且直通問題在此電路中尤為明顯。文獻(xiàn)［16］提出了一種改進(jìn)的不對(duì)稱T 型五電平H 橋（asymmetrical T-type five-level H-bridge，5L-T-AHB）逆變器單相拓?fù)?，? 個(gè)分支組成，即1 個(gè)常規(guī)H 橋分支和1 個(gè)T 型分支。通過載波層疊調(diào)制實(shí)現(xiàn)多電平輸出，因其固有的H 橋結(jié)構(gòu)，存在橋臂直通可能。文獻(xiàn)［17］提出的開關(guān)升壓雙T 型五電平逆變器包含1 個(gè)升壓模塊和1 個(gè)雙T 型單元，可實(shí)現(xiàn)多電平輸出及漏電流抑制，但其開關(guān)器件數(shù)量過多，相應(yīng)的定頻無差拍連續(xù)電流控制（dead-beat continuous current control set，DB3CS）策略也十分復(fù)雜。文獻(xiàn)［18］提出了一種含飛跨電容、基于H 橋的有較強(qiáng)漏電流抑制能力及多電平輸出能力的逆變器，采用載波移相調(diào)制，較容易實(shí)現(xiàn)，但固有的H 橋結(jié)構(gòu)使橋臂存在直通的可能，可靠性不高。文獻(xiàn)［19］在文獻(xiàn)［18］的基礎(chǔ)上，改變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，使用單傳感器實(shí)現(xiàn)了飛跨電容均壓，但仍存在橋臂直通的可能。文獻(xiàn)［20-21］提出基于開關(guān)電容的多電平逆變器，采用峰值電流控制策略，可實(shí)現(xiàn)漏電流抑制且使用器件較少，但開關(guān)電容電路存在固有缺點(diǎn)，電容充電階段可能導(dǎo)致輸入電流斷續(xù)，且浪涌電流對(duì)電路中器件保護(hù)提出了更高要求，可靠性不高。

為解決上述問題，本文提出一種高可靠性五電平非隔離型逆變器，所提逆變器同時(shí)具有多電平輸出、漏電流抑制及防直通能力。該拓?fù)渲袃H通過6 個(gè)開關(guān)器件即可實(shí)現(xiàn)逆變器五電平輸出，對(duì)比其他具有五電平輸出能力的逆變器拓?fù)?，本拓?fù)涫褂昧溯^少的有源與無源器件，降低了成本，提高了功率密度。相較于其他多電平電路，本電路的正半周期漏電流消除及負(fù)半周期漏電流抑制能力較為突出。同時(shí)，本電路具有防止橋臂直通能力，提高了逆變器運(yùn)行的可靠性與安全性，而防直通能力是多數(shù)多電平逆變器不具備的良好特性。此外，文中利用一維矢量調(diào)制協(xié)調(diào)控制逆變器6 個(gè)開關(guān)輸出五電平電壓并實(shí)現(xiàn)飛跨電容電壓平衡，最后進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 新型非隔離型五電平逆變器拓?fù)浞治?/h2>

該逆變器共有8 種工作模態(tài)，圖2 給出了正半周期的4 種模態(tài)，簡要說明如下：

模式1：開關(guān)S1、S2和S6導(dǎo)通。在正半周期，開關(guān)S6以工頻工作，它將在4 種工作模態(tài)下一直保持導(dǎo)通狀態(tài)。此時(shí)，橋臂電壓Vab等于直流輸入電壓Vdc，如圖2（a）所示。

模式2：S2關(guān)斷，開關(guān)S1和二極管D1導(dǎo)通，此時(shí)電容Cf1充電。橋臂電壓Vab為Vdc/2。對(duì)應(yīng)電路工作模態(tài)如圖2（b）所示。

模式3：S1關(guān)斷，開關(guān)S2和二極管D2導(dǎo)通，此時(shí)電容Cf1放電，橋臂電壓Vab仍為Vdc/2，對(duì)應(yīng)電路工作模態(tài)如圖2（c）所示。

圖2 逆變器工作模態(tài)Fig.2 Operating modes of proposed inverter

模式4：開關(guān)S2關(guān)斷，此時(shí)電感電流流過S6、D1和D2，構(gòu)成放電回路。因此，橋臂電壓Vab為0，對(duì)應(yīng)電路工作模態(tài)如圖2（d）所示。

逆變器中由于采用了飛跨電容，可以產(chǎn)生2 個(gè)額外的電平，即Vdc/2 和?Vdc/2，且每個(gè)飛跨電容兩端電壓保持在Vdc/2。因此，逆變器拓?fù)淇稍诮涣鱾?cè)產(chǎn)生5 個(gè)輸出電壓（Vo）電平，即Vdc、Vdc/2、0、?Vdc和?Vdc/2。

2 系統(tǒng)調(diào)制策略

為了實(shí)現(xiàn)逆變器中6 個(gè)主動(dòng)開關(guān)的協(xié)同運(yùn)行，需要采用適當(dāng)?shù)恼{(diào)制策略。本文采用一維空間矢量調(diào)制［22］，開關(guān)狀態(tài)矢量圖如附錄A 圖A1 所示。

一維空間矢量調(diào)制根據(jù)參考電壓和特定開關(guān)周期內(nèi)的開關(guān)順序計(jì)算逆變器每個(gè)開關(guān)的作用時(shí)間，與傳統(tǒng)二維空間矢量調(diào)制不同。傳統(tǒng)空間矢量調(diào)制包含復(fù)雜的數(shù)學(xué)計(jì)算，需要經(jīng)過大量計(jì)算處理得出相應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)。而一維空間矢量調(diào)制原理簡單，如附錄A 圖A1 所示，具體實(shí)現(xiàn)步驟如下：首先，確定所有矢量狀態(tài)（開關(guān)狀態(tài)）下的輸出電壓及開關(guān)序列；其次，通過標(biāo)準(zhǔn)化參考電壓確定輸出電壓等級(jí)Lk（k=0，1，2，3，4），并計(jì)算開關(guān)的作用時(shí)間；最后，根據(jù)逆變器的開關(guān)序列表選擇合適的矢量狀態(tài)。

表1 所示為逆變器開關(guān)序列、矢量狀態(tài)、輸出電壓及電壓等級(jí)。5 個(gè)不同的輸出電壓分別為Vdc、Vdc/2、0、?Vdc/2、?Vdc，對(duì)應(yīng)于5 個(gè)輸出電壓等級(jí)Lk（k=0，1，2，3，4）。由于開關(guān)S5和S6的功能是改變交流側(cè)的電流方向，因此在基頻的正（負(fù)）半周期內(nèi)須使開關(guān)S6（S5）導(dǎo)通。因此，矢量狀態(tài)變成表1 所示的8 種狀態(tài)。

表1 輸出電壓與開關(guān)狀態(tài)的關(guān)系Table 1 Relationship between output voltage and switching states

由表1 可知，1 級(jí)和3 級(jí)各有2 個(gè)冗余矢量狀態(tài)。1 級(jí)冗余矢量狀態(tài)為1A（100001）和1B（010001），2 個(gè)冗余矢量狀態(tài)產(chǎn)生相同的輸出電壓Vdc/2，但開關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷情況不同。對(duì)于3 級(jí)，2 個(gè)冗余矢量狀態(tài)為3A（001010）和3B（000110），對(duì)應(yīng)不同開關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷狀態(tài)，產(chǎn)生相同的電壓?Vdc/2。

表2 總結(jié)了不同矢量狀態(tài)下飛跨電容電壓變化以及飛跨電容電流ic1和ic2的方向。如圖1 所示，Cf1和Cf2是2 個(gè)橋臂中的飛跨電容，其電壓由Vc1和Vc2表示。如表2 所示，級(jí)別4、2、0 對(duì)Vc1和Vc2沒有影響，而級(jí)別3（冗余開關(guān)狀態(tài)3A 和3B）和級(jí)別1（冗余矢量狀態(tài)1A 和1B）對(duì)Vc1有影響，具體取決于所選矢量和流經(jīng)飛跨電容電流方向。例如，對(duì)于級(jí)別3，如果采用冗余矢量狀態(tài)3A，則ic1＞0 且電容Cf1被充電，如圖2（b）所示；如果采用冗余矢量狀態(tài)3B，此時(shí)ic1＜0，電容Cf1將放電，如圖2（c）所示。因此，利用冗余矢量狀態(tài)可以實(shí)現(xiàn)飛跨電容電壓平衡。

圖1 六開關(guān)五電平光伏逆變器拓?fù)銯ig.1 Topology of five-level photovoltaic inverter with six switches

表2 開關(guān)狀態(tài)對(duì)飛跨電容的影響Table 2 Influence of switching states on flying capacitor

3 飛跨電容電壓平衡控制

圖1 拓?fù)渲懈黠w跨電容電壓期望值為Vdc/2，可通過式（1）計(jì)算飛跨電容的電壓偏差值。

式中：Vci（i=1，2）為飛跨電容電壓；ΔVci為飛跨電容電壓與期望電壓的偏差。為了控制電容電壓平衡，ΔVci須控制為接近0。當(dāng)ΔVci＞0 時(shí)，選擇能降低電容電壓的矢量狀態(tài)；當(dāng)ΔVci＜0 時(shí)，矢量狀態(tài)選擇使飛跨電容充電的矢量狀態(tài)。例如，假設(shè)逆變器輸出電壓為1 級(jí)，電容器電壓Vc1偏差為正（ΔVci＞0），此時(shí)需要選擇使飛跨電容放電并使ic1＜0 的矢量狀態(tài)1B（放電狀態(tài)）以降低Vc1。同理，選擇矢量狀態(tài)1A（充電狀態(tài)）在ΔVc1＜0 時(shí)增大Vc1。

圖3 為飛跨電容電壓平衡控制流程圖，具體為：1）采用一維空間矢量調(diào)制方法確定輸出電壓等級(jí)Lk；2）電壓偏差ΔVci按式（1）計(jì)算；3）根據(jù)表2 及以上分析確定冗余矢量狀態(tài)限制ΔVci為0；4）通過數(shù)字信號(hào)處理器（DSP）產(chǎn)生開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)。圖3 中a為根據(jù)參考電壓Vref進(jìn)行標(biāo)準(zhǔn)化的數(shù)值，E=Vdc/2，t1為有源矢量作用時(shí)間，t2為零矢量作用時(shí)間，Tz為開關(guān)周期，s1～s6表示開關(guān)S1～S6的狀態(tài)值。

圖3 飛跨電容電壓平衡控制流程圖Fig.3 Flow chart of voltage balancing control of flying capacitor

4 接地共模漏電流分析

非隔離光伏系統(tǒng)中，光伏板與地面之間存在寄生電容且不可忽略，電容兩端共模電壓的高頻變化會(huì)產(chǎn)生較大共模漏電流，嚴(yán)重影響系統(tǒng)運(yùn)行的安全性。逆變器漏電流分析模型如圖4 所示，其中P和N分別表示光伏陣列正極和負(fù)極的點(diǎn)，n表示交流側(cè)負(fù)極的點(diǎn)，Cpv為光伏板與地之間的寄生電容，Zg為電網(wǎng)接地阻抗。寄生電容Cpv兩端共模電壓為ucm，流過其的電流為共模電流icm。共模電壓變化率與寄生電容值決定漏電流大小，即

圖4 共模漏電流分析示意圖Fig.4 Schematic diagram for analysis of common-mode leakage current

圖4 中，由于開關(guān)S5和S6以半個(gè)工頻周期動(dòng)作，直流側(cè)與大地間的寄生電容（Cpv）直接與交流側(cè)大地相連接，使寄生電容與接地阻抗被短路，極大程度地降低了共模電壓的高頻分量，從而降低了共模電流icm。

電路工作模態(tài)較多，且各模態(tài)等效電路有較大差異，故無法使用某一特定漏電流模型表征本電路。實(shí)際中，寄生電容電壓會(huì)隨逆變器8 種工作模態(tài)改變，因此需通過漏電流建模方法［23］依次得出逆變器高頻漏電流電路模型并進(jìn)行分析。

正半周期電路4 種工作模態(tài)如圖5（a）和（b）所示，橋臂連接點(diǎn)a與光伏陣列負(fù)極N間的電壓VaN在不同模態(tài)切換時(shí)發(fā)生高頻變化，例如當(dāng)模態(tài)1向模態(tài)2 或模態(tài)3 切換時(shí)，VaN在Vdc與Vdc/2 之間高頻跳變。光伏板負(fù)極與交流側(cè)負(fù)極直接連接，寄生電容Cpv與接地阻抗Zg被短路，兩端電壓始終為零。

圖5 高頻電路模型Fig.5 High-frequency circuit model

正半周期電路模型表達(dá)式為：

式中：sL1為電感阻抗；1/（sCpv）為電容阻抗；ug為電感電壓；Icm為回路漏電流。

式（3）與式（4）為拉氏域中的回路關(guān)系式，根據(jù)兩式可知高頻變化電壓VaN不影響漏電流大小，且共模電流為零。逆變器工作在正半周期時(shí)，系統(tǒng)漏電流被消除。

負(fù)半周期電路4 種工作模態(tài)如圖5（c）和（d）所示，橋臂連接點(diǎn)b與光伏陣列負(fù)極N間的電壓VbN在不同模態(tài)切換時(shí)發(fā)生高頻變化，例如當(dāng)模態(tài)5向模態(tài)6或模態(tài)7切換時(shí)，VbN在0與?Vdc/2 之間高頻跳變。光伏板負(fù)極與交流側(cè)正極連接，4 種工作模態(tài)中的寄生電容與接地阻抗兩端電壓被鉗位為電網(wǎng)電壓。

負(fù)半周期電路模型表達(dá)式為：

根據(jù)式（5）與式（6）可知，高頻變化電壓VbN不影響漏電流大小，且漏電流大小與電網(wǎng)電壓頻率（50 Hz）相關(guān)，故此時(shí)漏電流很小。逆變器運(yùn)行在負(fù)半周期時(shí)，系統(tǒng)漏電流得到有效抑制。

5 逆變器功率回路參數(shù)設(shè)計(jì)

式中：ma為調(diào)制度。附錄A 圖A2 所示為不同調(diào)制度下電感電流紋波因子（ΔIfactor）的值。

綜合考慮電感尺寸與紋波大小，選取最大電感電流紋波為額定輸出電流的10%～20%。按電感電流紋波因子最大時(shí)，即輸出電流紋波因子為0.25時(shí)計(jì)算濾波電感。本文樣機(jī)開關(guān)頻率fs為10 kHz，設(shè)計(jì)額定電流為6 A，根據(jù)式（14）選取濾波電感為1 mH。

6 系統(tǒng)對(duì)比評(píng)估

表3 所示為不同非隔離型五電平逆變器的對(duì)比，其中大部分逆變器需要8 個(gè)以上開關(guān)及其驅(qū)動(dòng)電路實(shí)現(xiàn)五電平輸出，而本文提出的逆變器僅需要6 個(gè)開關(guān)實(shí)現(xiàn)五電平輸出。系統(tǒng)運(yùn)行時(shí)大部分逆變器導(dǎo)通器件數(shù)量為4 個(gè)及以上，而本文提出的逆變器導(dǎo)通器件為3 個(gè)，減小了逆變器通態(tài)損耗。此外，大部分逆變器屬于橋式結(jié)構(gòu)，存在橋臂直通風(fēng)險(xiǎn)，而本文提出的逆變器不存在橋臂直通風(fēng)險(xiǎn)，提高了系統(tǒng)可靠性。

表3 不同五電平并網(wǎng)逆變器對(duì)比Table 3 Comparison of different types of different types of five-level grid-connected converters

7 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文所提方案的有效性，搭建了硬件實(shí)驗(yàn)測(cè)試平臺(tái)，如附錄A 圖A3 所示，平臺(tái)中包含逆變電路與控制電路，輔助電源為控制電路供電，直流電源模擬光伏電池板，逆變器通過單相自耦調(diào)壓器升壓（150 V∶311 V）接入電網(wǎng)。逆變器的參數(shù)如下：直流母線電壓為200 V，開關(guān)頻率為10 kHz，飛跨電容為220 μF，濾波電感為1 mH，并網(wǎng)電流為6 A，數(shù)字控制采用TMS320F28335 DSP 和XC6SLX9-2TQG144C FPGA 實(shí)現(xiàn)。

附錄A 圖A4（a）為逆變器輸出五電平橋臂電壓Vab波形、經(jīng)濾波電容后的輸出電流Io及飛跨電容電壓Vc1、Vc2波形，其中飛跨電容電壓值為100 V，和理論分析值一致（直流母線電壓的1/2）。圖A4（b）為逆變器輸出電壓、電流波形及電感電壓波形。圖A4（c）為開關(guān)S1和S2兩端電壓波形，和理論分析一致，開關(guān)管電壓應(yīng)力明顯降低，約為1/2 直流母線電壓。

為了驗(yàn)證本文所提電容電壓平衡控制方案的有效性，在非并網(wǎng)的情況下進(jìn)行了動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)時(shí)逆變器輸出端接濾波電容用于濾除電流高頻分量。動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖6 所示，系統(tǒng)調(diào)制度由0.75 動(dòng)態(tài)調(diào)整至0.5 后橋臂電壓Vab電平數(shù)量發(fā)生變化，輸出電流Io幅值降低，飛跨電容電壓Vc1、Vc2仍保持平衡，驗(yàn)證了所提方法的有效性。

圖6 動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.6 Results of dynamic experiments

圖7 為系統(tǒng)共模電壓與漏電流實(shí)驗(yàn)波形，其中Ig為電網(wǎng)電流。文獻(xiàn)［30］提供了較為全面的共模電壓及漏電流測(cè)量方法，本文參考文獻(xiàn)［30］的測(cè)試方法，通過在直流側(cè)負(fù)極及交流側(cè)負(fù)極間串聯(lián)100 nF 電容模擬對(duì)地寄生電容，進(jìn)行漏電流特性測(cè)試。串聯(lián)電容端電壓及流過其電流的實(shí)驗(yàn)波形與理論分析一致，電容端電壓VNn正半周期為0，負(fù)半周為電網(wǎng)電壓，不含高頻分量，回路漏電流Icm很小，驗(yàn)證了系統(tǒng)具有良好的漏電流抑制能力。

圖7 漏電流特性測(cè)試波形Fig.7 Waveforms of leakage current characteristic test

8 結(jié)語

針對(duì)傳統(tǒng)并網(wǎng)逆變器中存在的橋臂直通及漏電流問題，本文提出了一種新型非隔離型并網(wǎng)逆變器拓?fù)浼捌淇刂撇呗?，僅需6 個(gè)開關(guān)即可實(shí)現(xiàn)五電平輸出，在使用較少器件的情況下取得了良好的效果。理論分析與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證均表明，該電路拓?fù)浼翱刂撇呗钥尚星倚Ч^好，能夠滿足光伏并網(wǎng)要求。

需要指出的是，本文的分析僅針對(duì)了單位功率因數(shù)并網(wǎng)運(yùn)行工況，非單位功率因數(shù)下的運(yùn)行及該電路原理在三相逆變器中的應(yīng)用是需要進(jìn)一步研究的問題。

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