朱小全 劉 康 葉開文 蔣黎明 金 科

基于SiC器件的隔離雙向混合型LLC諧振變換器

朱小全 劉 康 葉開文 蔣黎明 金 科

（南京航空航天大學自動化學院 南京 211106）

針對傳統(tǒng)雙有源橋型直流變換器的軟開關范圍窄、開關頻率低等問題，該文提出一種隔離雙向混合型LLC諧振變換器，適用于可再生能源分布式發(fā)電系統(tǒng)的儲能結構中。在不增加使用額外器件的條件下，通過不同調(diào)制方案轉(zhuǎn)換，該變換器可以在全橋變換器、雙半橋變換器和單半橋變換器三種工作模式下混合運行。在變壓器勵磁電感協(xié)助下，三種不同工作模式無論正向或反向運行，均可實現(xiàn)所有開關管的零電壓開通，以減少開關管的開通損耗，實現(xiàn)高效的雙向功率轉(zhuǎn)換和寬電壓增益調(diào)節(jié)，提高輕載下的變換器工作效率，且三種工作運行模式可以平滑、穩(wěn)定地過渡切換。最后搭建一臺基于SiC器件的800W樣機，實驗結果證明了該變換器拓撲及其控制方法的可行性、有效性和穩(wěn)定性。

LLC諧振變換器 分布式發(fā)電系統(tǒng) 雙向運行工作 零電壓開通 SiC器件

0 引言

隨著高耗能產(chǎn)業(yè)的迅速發(fā)展，為應對能源短缺及環(huán)境保護問題，越來越多的研究投入到對可再生能源的開發(fā)與利用上來。然而受到自然因素的制約，這些能源的間歇性特征影響到系統(tǒng)的穩(wěn)定性、可靠性和功率質(zhì)量。因此儲能環(huán)節(jié)成為可再生能源發(fā)電系統(tǒng)的必要環(huán)節(jié)[1-3]?？紤]到成本和性能優(yōu)勢，電池儲能系統(tǒng)和超級電容成為最受歡迎的儲能部件，從而得到廣泛應用。新的儲能系統(tǒng)應具備雙向功率傳輸能力，以存儲可再生能源產(chǎn)生的多余能量，并在可再生能源不足或消耗高峰時釋放能量[4-5]。圖1為典型的可再生能源分布式發(fā)電系統(tǒng)結構。其中，雙向直流變換器是儲能系統(tǒng)的關鍵環(huán)節(jié)。但由于電池或超級電容器端子電壓變化范圍較大，因此需要具有寬電壓增益范圍的雙向直流變換器[6-8]。

圖1 分布式發(fā)電系統(tǒng)結構

由于LLC諧振變換器具有實現(xiàn)變壓器一次側開關管零電壓開通（Zero Voltage Switching, ZVS）和二次側開關管零電流關斷（Zero Current Switching, ZCS）的特性，因此為了進一步提高變換器的轉(zhuǎn)換效率，LLC諧振變換器廣泛應用于儲能系統(tǒng)中。一般來說，通過有源開關管取代單向直流變換器中的無源整流二極管可得到雙向直流變換器。根據(jù)這一原理，已提出了各種各樣的隔離雙向直流變換器。其中，雙有源橋（Dual-Active-Bridge, DAB）型直流變換器因其結構簡單、ZVS以及開關管電壓應力低而得到廣泛關注[8-12]。對于DAB直流變換器，根據(jù)變壓器一次側和二次側開關管的移相角確定導通方向和輸出功率。但是DAB直流變換器采用傳統(tǒng)移相控制時也存在一定問題，如：輕載狀態(tài)時，變換器的軟開關范圍較小，較高的關斷損耗和反向功率回流，降低了整體效率。針對這些問題，文獻[13]提出了一個雙向串聯(lián)諧振變換器，其電壓增益僅和占空比有關，與傳輸功率的振幅和方向無關，且在輔助電感的幫助下能實現(xiàn)所有開關管的ZVS。文獻[14]提出一種基于開關阻抗功率控制的DAB諧振變換器，可以在輸出電壓和電流大范圍變化下實現(xiàn)軟開關，并通過控制串聯(lián)諧振腔中的開關來控制諧振電容以確保諧振腔中電流最小。但是在上述DAB直流變換器中，由于電壓型電路拓撲結構會引起較大的電流紋波，文獻[15]提出了一種雙向電流源型串聯(lián)諧振變換器，可以實現(xiàn)軟開關和低電壓應力，如果使用低電壓或大電流的蓄電池或超級電容，可減小電流紋波和開關管關斷損耗，以增加樣機的使用壽命和效率。

在儲能系統(tǒng)中，越來越多的變換器拓撲追求高功率、高效率和高功率密度。上述文獻所提的變換器中開關器件均采用的是Si-MOSFET器件，工作頻率為100kHz。采用傳統(tǒng)的Si器件，其最高工作頻率通常不超過100kHz，將導致電路系統(tǒng)無源元件體積較大，降低了系統(tǒng)功率密度。而隨著寬禁帶半導體器件碳化硅（Silicon Carbide, SiC）和氮化鎵（Gallium Nitride, GaN）的出現(xiàn)和發(fā)展，因其開關速度快、開通損耗小、阻斷電壓高、開關頻率高和耐高溫等特性而得到廣泛應用[16]。在更高工作頻率的情況下，通過減小無源元件體積可以實現(xiàn)更高的系統(tǒng)功率密度。因而，高壓低導通電阻的SiC器件更加適合應用在可再生能源分布式發(fā)電系統(tǒng)的大功率雙向儲能系統(tǒng)中。但在高頻狀態(tài)下，SiC MOSFET高開關速度會引起較大的d/d和d/d，以及器件和應用回路中存在的寄生電感和寄生電容等問題，會增大器件的開關損耗和電磁干擾[17]。針對橋式電路中SiC MOSFET高速導通帶來的串擾問題，文獻[18]提出了一種SiC MOSFET的諧振門級驅(qū)動電路，使用三個輔助開關管實現(xiàn)SiC MOSFET諧振門極驅(qū)動電路以減少驅(qū)動損耗。文獻[19]提出了一種改進SiC MOSFET開關性能的有源驅(qū)動電路，可以在不同驅(qū)動電阻和負載電流條件下有效抑制器件的電流、電壓過沖和振蕩，但是借助輔助開關的驅(qū)動回路實現(xiàn)和使用都較為復雜且成本相對較高。文獻[20]針對串擾問題設計了一種高速且具有強串擾抑制能力的驅(qū)動回路，利用無源器件制造可調(diào)電壓代替電壓源，結構相對簡單、成本低廉。但以上驅(qū)動回路所使用元器件數(shù)量較多，電路結構相對復雜。

本文提出了一種基于SiC MOSFET的隔離雙向混合型LLC諧振變換器。在DAB直流變換器基礎上利用SiC器件可實現(xiàn)大范圍開關頻率的改變，并且在三種不同工作模式下不需要添加額外的開關器件就可以實現(xiàn)雙向工作和所有開關管ZVS。針對拓撲結構中的SiC MOSFET，本文設計的驅(qū)動回路僅由電阻和電容組成，價格低廉，通過不同的開通電阻和關斷電阻來控制開關器件的開通和關斷速度。而對于高頻狀態(tài)下，SiC MOSFET高開關速率引起的d/d和d/d較大問題，可以在橋臂之間并聯(lián)低內(nèi)阻電容，這樣既可以減少損耗也能穩(wěn)定驅(qū)動。此外，雙相結構允許輸出功率低于額定功率一半時關閉一相以提高輕載效率。由于變換器的三種工作模式在開關頻率改變時都能實現(xiàn)較寬輸出電壓增益范圍，因而該變換器拓撲適用于蓄電池和超級電容等直流端子輸出電壓范圍變化較大的分布式發(fā)電系統(tǒng)儲能結構中。

1 隔離雙向混合型LLC諧振變換器

1.1 電路拓撲

隔離雙向混合型LLC變換器如圖2所示，變壓器一次側由4個MOS管Q1～Q4組成全橋電路，每個橋臂的中點a、b連接諧振電感r和集成勵磁電感的高頻變壓器，諧振電容r連接兩個變壓器中點和電源負極；變壓器二次側由4個MOS管S1～S4組成整流電路，電容o1和o2組成濾波電容。在這個電路中，兩個諧振電感r和變壓器的勵磁電感m相同。

圖2 隔離雙向混合型LLC變換器

1.2 工作原理

通過不同的脈寬調(diào)制控制策略，所提出的隔離雙向混合型LLC諧振變換器能實現(xiàn)三種工作運行模式。每種運行模式下都可以輸出不同的電壓增益，且電壓增益只和開關管的工作頻率s有關。由于雙向?qū)üぷ髟硐嗤?，故本文只研究其正向?qū)üぷ髟恚叶蝹入娫?視為負載0電壓。

1）工作模式一，全橋工作模式（Full-bridge LLC converter, FLLC）：在該模式下，變壓器一次側開關管Q1、Q4和Q2、Q3以及二次側開關管S1、S4和S2、S3以50%占空比同時開通和關斷，此時變換器的主要工作波形如圖3所示。圖4給出了全橋工作模式下變換器各工作模態(tài)等效電路。由于0～2時段內(nèi)的工作模態(tài)和2～4時段內(nèi)相同，故本文只給出了0～2時段內(nèi)的工作原理分析。

圖3 全橋運行模式下變換器主要工作波形

圖4 全橋工作模式下各模態(tài)等效電路

式中，s=1/s，由于變壓器電流r在0和2時刻具有對稱性，則r(0)=-r(2)，由圖3可知，r(1)=-os/(8m)，所以峰值電流r,pk表示為

輸出電流平均值o與變壓器二次側整流MOS管間的橋臂電流S,pk關系式為

由于S,pk近似等于r,pk，故歸一化電壓增益1=o/dc，也可以表示為

其中

由歸一化電壓增益式（9）可知，電壓增益1受開關頻率s控制，且隨著諧振電感r增大，可以得到輸出寬范圍電壓增益。

2）工作模式二，雙半橋工作模式（Dual-phase half-bridge LLC converter, DLLC）：在該模式下，變壓器一次側開關管Q1、Q3和Q2、Q4以及變壓器二次側開關管S1、S3和S2、S4以50%的占空比互補開通和關斷。變壓器T1、T2的一次側和二次側并聯(lián)，相當于一個雙半橋LLC諧振變換器。這里使開關管的工作頻率大于諧振頻率，以保證變壓器一次側和二次側所有MOS管均實現(xiàn)ZVS。圖5給出了雙半橋工作模式下變換器的主要工作波形。圖6給出了該運行模式下的兩種工作模態(tài)下的等效電路。0開始之前，變壓器一次側MOS管Q1和Q3的寄生電容放電至0，因此在0時刻，Q1和Q3可以實現(xiàn)ZVS，此時Q2和Q4關斷，二次側MOS管S2和S4處于導通狀態(tài)。至1時刻，二次側MOS管S1和S3同理可實現(xiàn)ZVS。在2時刻，變壓器一次側的開關管Q1和Q3關斷。

圖5 雙半橋運行模式下變換器主要工作波形

圖6 雙半橋工作模式下變換器等效電路

該狀態(tài)下的諧振頻率為

圖7給出了在雙半橋運行模式下用基波等效分析（First Harmonic Approximation, FHA）法的等效電路，其中變壓器二次電壓和整流器電流分別為

利用FHA得出歸一化電壓增益為

3）工作模式三，單半橋工作模式（Single-phase half-bridge LLC converter, SLLC）：在該工作模式下，變壓器一次側MOS管Q3、Q4和二次側MOS管S3、S4處于關斷狀態(tài)。變壓器一次側MOS管Q1、Q2和變壓器二次側MOS管S1、S2交替開通和關斷，整個電路處于半橋工作狀態(tài)。變換器對應的主要工作波形如圖8所示，各模態(tài)對應的等效電路如圖9所示。

該運行模式下變換器的諧振頻率為

單半橋工作模式下其基波等效分析的等效電路如圖10所示，由DLLC工作模式的分析，同理可得出該工作狀態(tài)下FHA歸一化電壓增益為

圖8 單半橋運行模式下變換器主要工作波形

圖9 單半橋工作模式下變換器等效電路

圖10 單半橋工作模式下基波等效分析的等效電路

本文所提變換器在三種工作模式下都是對稱運行的，反向工作時需要將一次側與二次側的驅(qū)動互換，一次側并聯(lián)兩個濾波電容，兩個電容中點與兩個變壓器中點連接。由于反向工作過程與正向工作過程一致，因此本節(jié)不再贅述。

1.3 電壓增益分析

借助Matlab仿真軟件，本文分析了基于SiC MOSFET的隔離雙向混合型LLC諧振變換器在三種工作模式下電壓增益與開關頻率的關系?？紤]到變換器雙向?qū)▽ΨQ性，取變壓器電壓比=1，勵磁電感m=120mH。

圖11給出了全橋工作模式下變換器歸一化電壓增益與開關頻率的關系曲線。由圖11可知，當取0=31.25W時，歸一化電壓增益隨著開關頻率s增加而降低。且全橋運行模式下歸一化電壓增益與諧振電感r有關，不同的諧振電感取值可得到不同的增益范圍。因而諧振電感r的取值既要滿足寬增益需求，又要滿足工作狀態(tài)下的調(diào)頻范圍，需要綜合考量。

圖11 全橋模態(tài)下歸一化電壓增益

圖12 雙半橋工作模式下歸一化電壓增益

圖13 單半橋工作模式下歸一化電壓增益

2 控制策略

圖14為混合式LLC諧振變換器在不同工作模式下的控制框圖。圖14a為全橋模式下的控制策略，Q1～Q4為變壓器一次側MOS管，S1～S4為變壓器二次側MOS管，Q1,4與Q2,3互補導通，而S1,4相對于Q1,4移相導通，S1,4與S2,3互補導通。三種工作模式的控制框圖相似故不再贅述。在輸出電壓閉環(huán)控制環(huán)路中，輸出電壓0與基準電壓ref比較，誤差信號經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器后，得到調(diào)節(jié)器輸出信號用于調(diào)節(jié)所有開關管的開關頻率，最終將變換器輸出電壓控制于基準電壓值處。

圖14 控制框圖

3 變換器參數(shù)設計分析

3.1 諧振參數(shù)設計

為保證變壓器一次側和二次側MOS管Q1～Q4、S1～S4實現(xiàn)ZVS，MOS管的關斷電流應高于ZVS，ZVS為在截止時間d期間完全放電時，MOS管的輸出電容oss所需的電流。

在全橋工作模式下，輸入阻抗包括r和m，變壓器電流處于峰值狀態(tài)時，變壓器一次側MOS管處于關斷狀態(tài)，故在全橋工作模式下開關管的關斷電流最高。因此，本文僅分析雙半橋工作模式和單半橋工作模式中的ZVS條件。

雙半橋工作模式下，當開關管的工作頻率s等于諧振頻率r時，開關管的關斷電流最低。在此狀態(tài)下，開關管關斷電流與變壓器勵磁電流相等，即

由電荷守恒方程可得ZVS表達式為

在工作模式一（FLLC）時，所提變換器處于降壓模式，而由工作模式一（FLLC）切換至工作模式二（DLLC）時，變換器在DLLC運行模式下對應的歸一化電壓增益2最大為1。為了實現(xiàn)兩種工作模式切換過程中變換器的功率相等或變化不大，變換器在兩種工作模式下的增益應當接近或相等，在保證工作模式二實現(xiàn)ZVS前提下，取變換器在FLLC運行模式下的歸一化電壓增益1=0.75，其中=r/m=0.11，進而求得諧振電感r=13.5mH，這樣既能保證諧振電感較小利于集成在隔離變壓器中，又能滿足工作模式一（FLLC）和工作模式二（DLLC）的增益要求，同時也保證了兩種工作模式在轉(zhuǎn)換過程中實現(xiàn)平穩(wěn)過渡。圖15給出了雙半橋模式下，取不同值時歸一化增益與歸一化開關頻率的關系曲線，由圖15可知，歸一化增益范圍隨增加而減少。本實驗中取 =0.11，諧振電感r=Lm，諧振電容根據(jù)式（10）求得。因此，實驗樣機理論參數(shù)見表1。

圖15 R0=100W 時，雙半橋模式下歸一化增益曲線

表1 理論參數(shù)

Tab.1 The theoretical parameters

3.2 變壓器設計

為保證雙向LLC諧振變換器穩(wěn)定運行，將優(yōu)化為0.11，m=120mH，諧振電感為13.5mH，諧振電容82nF。變壓器型號為PQ40/40，材料為DMR95，選自東陽磁業(yè)集團公司（DMEGC）?？紤]到變換器雙向工作，高頻變壓器的一次、二次側匝數(shù)p和s相等都設置為16，即

式中，max為最大磁通密度；e為磁心有效截面積。

式中，為變壓器匝數(shù)；0=4p×10-7H/m為空氣磁導率；e=702mm2。

3.3 器件應力分析

3.3.1 開關管電壓電流應力

在本文三種工作模式下，流經(jīng)變壓器一次側MOS管的電流有效值Q_RMS與諧振電感電流有效值Ir_RMS相等。流經(jīng)變壓器二次側MOS管的電流有效值S_RMS與輸出電流有效值0_RMS相等。

在全橋工作模態(tài)下，結合式（3）和式（6），流經(jīng)變壓器一次側開關管電流有效值Q_RMS1可表示為

在雙半橋工作模式下，流經(jīng)變壓器一次側開關管電流有效值Q_RMS2可表示為

在單半橋工作模式下，流經(jīng)變壓器一次側開關管電流有效值Q_RMS3可表示為

對于流經(jīng)變壓器二次側MOS管的電流有效值，三種模式下的S_RMS均可表示為

3.3.2 諧振電容r電壓應力

全橋工作模式時諧振電容r不參與電路運行，故本節(jié)只討論雙半橋和單半橋模式時諧振電容的電壓應力。忽略死區(qū)時間，諧振電容r僅在LC諧振階段有充放電作用。在進入死區(qū)時間2～3時，諧振電容兩端電壓Vr達到最大值。

在雙半橋工作模式下，諧振電容r兩端的電壓的有效值Vr_RMS2均表示為

在單半橋工作模式下，諧振電容r兩端的電壓的有效值Vr_RMS3均表示為

4 實驗結果

為了驗證所提出的基于SiC器件的隔離雙向混合型LLC諧振變換器可行性，按照圖2所示的電路拓撲結構，制作了一臺雙向運行的800W實驗樣機。具體實驗樣機參數(shù)見表2。圖16給出了該雙向混合型LLC諧振變換器樣機。

表2 樣機參數(shù)

Tab.2 Specifications of the prototype

圖16 雙向混合型LLC諧振變換器樣機

圖17為全橋模式正向工作時，輸入電壓為300V、負載電阻=100W情況下變壓器一次側開關管Q1的柵源電壓GS、漏源電壓DS、諧振電感電流ir以及諧振電容電壓Vr的實驗波形。由圖17可知，開關管Q1可以實現(xiàn)ZVS。由于變壓器一次側開關管Q1～Q4工作狀態(tài)完全一致，因而一次側其他開關管Q2、Q3、Q4亦可實現(xiàn)軟開關。

圖17 全橋模式下Vdc=300V時滿載下正向?qū)嶒灢ㄐ?/p>

圖18為全橋模式下變換器反向工作時，變壓器二次側MOS管S1的柵源電壓GS、漏源電壓DS、諧振電感電流ir以及諧振電容電壓Vr的實驗波形。從圖18可知，開關管S1可以實現(xiàn)ZVS，由于變壓器二次側開關管S1～S4工作狀態(tài)完全一致，因而變壓器二次側其他開關管可實現(xiàn)軟開關。圖19～圖22分別為雙半橋工作模式和單半橋工作模式下變換器正向和反向運行的實驗波形。從實驗波形可以看出，在三種工作運行模式下，無論正向工作或反向工作，諧振電感電流波形和諧振電容電壓波形相似，和仿真結果一致，且在柵源驅(qū)動電壓GS到來之前，漏源電壓DS已經(jīng)降為0，即可使所有MOS管實現(xiàn)ZVS。

圖23為三種運行模式正向工作時相互轉(zhuǎn)換的波形。由圖23可以看出，三種工作運行模式下可以自由切換，模式一（FLLC）轉(zhuǎn)至模式三（SLLC），開關頻率由100kHz瞬時增加至170kHz，模式三（SLLC）轉(zhuǎn)至模式二（DLLC），開關頻率由170kHz再增加至240kHz。通過工作模式切換讓開關頻率獲得較大的變化范圍，且因為模式三（SLLC）屬于單半橋工作，因此選擇模式三過渡時可減少變壓器一次側和二次側一半數(shù)量開關管的使用損耗。圖24給出了三種運行模式下正向工作時在不同輸出功率下的實驗效率。全橋工作模式下效率隨輸出功率的增加而增加，滿載效率為96.16%；雙半橋模式下效率曲線有一定起伏且隨著輸出功率增加，效率曲線逐漸趨于平穩(wěn)，其最高效率為97.9%；單半橋運行模式下效率曲線穩(wěn)定，滿載時為96.35%。

圖18 全橋模式下Vdc=300V時滿載下反向?qū)嶒灢ㄐ?/p>

圖19 雙半橋模式下Vdc=300V時滿載下正向?qū)嶒灢ㄐ?/p>

圖20 雙半橋模式時Vdc=300V的滿載下反向?qū)嶒灢ㄐ?/p>

圖21 單半橋模式時Vdc=300V的滿載下正向?qū)嶒灢ㄐ?/p>

圖22 單半橋模式時Vdc=300V的滿載下反向?qū)嶒灢ㄐ?/p>

圖23 工作模式轉(zhuǎn)換的動態(tài)過程

圖24 不同運行模式下變換器正向工作效率曲線

5 結論

針對DAB變換器軟開關范圍窄、開關頻率低等存在的問題，本文提出了一種適用于可再生能源分布式發(fā)電系統(tǒng)的混合式LLC諧振變換器。所提變換器可以在三種不同工作模式下運行且不需要增加額外的開關管，每種工作模式無論正向運行或是反向運行，變壓器一次側和二次側所有開關管都可以實現(xiàn)ZVS，實現(xiàn)了高效的雙向功率轉(zhuǎn)換和寬電壓增益調(diào)節(jié)。本文為所提變換器提供了設計參考，并搭建了一臺800W基于SiC MOSFET的實驗樣機來驗證所提拓撲和理論分析的可行性和優(yōu)越性。

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Li Guowen, Hang Lijun, Tong Anping, et al. The driver design of SiC MOSFET with active crosstalk suppression[J]. Proceedings of the CSEE, 2021, 41(11): 3915-3923.

Isolated Bidirectional Hybrid LLC Converter Based on SiC MOSFET

（College of Automation Engineering Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 211106 China）

The traditional dual active bridge DC-DC converter has the problems of narrow switching range and low switching frequency. Therefore, an isolated bidirectional hybrid LLC resonant converter is proposed for the energy storage structure of renewable energy distributed power generation systems. The converter can operate in three modes of full-bridge LLC converter (FLLC), dual-phase half-bridge LLC converter (DLLC) and single-phase half-bridge LLC converter (SLLC) by different modulation schemes without using additional devices. With the help of the magnetizing inductance of transformer, three different operating modes can realize the zero-voltage switching turn-on for all the MOSFETs on primary and secondary sides, regardless of the forward or backward operation, which can reduce the turn-on loss of switches, achieve high-efficiency bidirectional power conversion and wide voltage gain adjustment, and improve the efficiency of the converter under light load. And these three operating modes can be smoothly and stably transitioned. Finally, an 800W experimental prototype based on Silicon Carbide (SiC) devices is built. The experimental results verify the feasibility, effectiveness and stability of the proposed circuit topology and its control method.

LLC resonant converter, distributed generation system, bidirectional operation, zero-voltage switching, SiC device

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211378

TM46

中央高?；究蒲袠I(yè)務費（1003-56XAA21057）和南京航空航天大學科研啟動基金（1003-YAH19087）資助項目。

2021-09-03

2021-11-01

朱小全 男，1990年生，講師，碩士生導師，研究方向新能源功率電子變換技術。E-mail: ijruexq@nuaa.edu.cn（通信作者）

劉 康 男，1998年生，碩士研究生，研究方向為功率電子變換技術。E-mail: liukang@nuaa.edu.cn

（編輯 陳 誠）