摘 要：

頻率控制的傳統(tǒng)LLC諧振變換器往往受限于開關(guān)頻率的有效調(diào)節(jié)范圍，難以實現(xiàn)寬輸出電壓范圍，為此，研究了一種限制調(diào)頻范圍的不對稱多模式寬輸出LLC諧振變換器。采用雙諧振腔且對應(yīng)兩變壓器變比不同的不對稱結(jié)構(gòu)，能夠根據(jù)原邊開關(guān)組合的不同，使得雙諧振腔分別工作在單半橋、雙半橋和半橋+全橋3種不同的模式，從而獲得3種不同的電壓增益，并且保證每種模式之間歸一化增益調(diào)節(jié)范圍不超過1.5，可以在窄開關(guān)頻率范圍內(nèi)實現(xiàn)寬輸出電壓范圍。建立300 W的實驗樣機(jī)，驗證了所提變換器可實現(xiàn)1～3倍的寬輸出電壓范圍，并且實現(xiàn)了原邊開關(guān)管的零電壓開通和副邊二極管的零電流關(guān)斷，具有良好的軟開關(guān)性能，驗證了變換器的可行性。

關(guān)鍵詞：LLC諧振變換器；寬電壓輸出；不對稱結(jié)構(gòu)；多模式；零電壓開通；零電流關(guān)斷

DOI：10.15938/j.emc.2024.03.015

中圖分類號：TM46

文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

文章編號：1007-449X（2024）03-0149-08

收稿日期： 2022-08-08

基金項目：湖北省重點研發(fā)計劃（2020BBB084）

作者簡介：張 杰（1972—），男，博士，副教授，研究方向為電力電子在智能微電網(wǎng)中的應(yīng)用、高功率密度DC-DC變換器；

楊 淋（1997—），男，碩士，研究方向為電力電子與電力傳動；

肖 辭（1998—），女，碩士，研究方向為電力電子與電力傳動；

鄒 晨（1997—），男，碩士，研究方向為高效率DC-DC變換器。

通信作者：楊 淋

Asymmetric muti-mode LLC resonant converter with limited FM range for wide output voltage range application

ZHANG Jie1，2， YANG Lin1， XIAO Ci1， ZOU Chen1

（1.Key Laboratory of Solar Energy Efficient Utilization and Energy Storage Operation Control in Hubei Province， Hubei University of Technology， Wuhan 430068， China; 2.Xiangyang Industrial Institute of Hubei University of Technology， Xiangyang 441100， China）

Abstract：

Traditional LLC resonant converters with frequency control are often limited by the effective adjustment range of switching frequency， making it difficult to achieve a wide output voltage range. To solve this problem， an asymmetric multi-mode wide output LLC resonant converter with limited frequency modulation range was studied. The converter adopts a dual resonant cavity and an asymmetric structure corresponding to different transformer ratios. Based on the different combinations of primary side switches， the dual resonant cavities can operate in three different modes： single half bridge， double half bridge， and half bridge pluse full bridge， thereby obtaining three different voltage gains and ensuring that the normalized gain adjustment range between each mode does not exceed 1.5. It is possible to achieve a wide output voltage range within a narrow switching frequency range. A 300 W experimental prototype was established to verify that the proposed converter can achieve a wide output voltage range of 1-3 times， and achieved zero voltage swtich of the primary side switching transistor and zero current switch of the secondary side diode. It has good soft switching performance and was verified the feasibility of the converter.

Keywords：LLC resonant converter; wide voltage output; asymmetric structure; multimodal; zero voltage swtich; zero current switch

0 引 言

LLC諧振變換器具有零電壓開通（zero voltage swtich，ZVS）、高效率、副邊二極管電壓應(yīng)力小等優(yōu)勢。目前傳統(tǒng)LLC變換器應(yīng)用在LED驅(qū)動器、電池充電器和可再生電力系統(tǒng)等寬輸出電壓場合時，基于諧振元件的特性，其開關(guān)頻率必須在很寬的范圍內(nèi)擺動并偏離諧振頻率而導(dǎo)致系統(tǒng)整體效率降低［1-5］。因此，由于傳統(tǒng)LLC變換器增益范圍受限于諧振腔的特性，難以通過調(diào)頻兼顧寬輸出與高效率［6-10］。

為了擴(kuò)大LLC變換器的輸出電壓范圍，國內(nèi)外學(xué)者研究了不同的改進(jìn)方法。文獻(xiàn)［11］研究了一種原邊為全橋LLC、副邊為變結(jié)構(gòu)混合倍壓器的諧振變換器，副邊變結(jié)構(gòu)混合倍壓電路可通過額外的兩個開關(guān)管的開通與關(guān)斷來工作在低、中、高增益3種模式。雖然增益范圍較寬，但是副邊開關(guān)管不具備軟開關(guān)特性，因此會帶來額外的開關(guān)損耗。文獻(xiàn)［12］提出一種混合全橋LLC變換器，具有3種拓?fù)湫问剑Y(jié)合定頻脈沖寬度調(diào)制（pulse width modulation，PWM）控制策略可實現(xiàn)寬電壓增益。但該控制方式會帶來變壓器直流偏磁的問題。文獻(xiàn)［13］提出一種混合LLC諧振變換器，兩諧振腔共用諧振電容，根據(jù)原邊開關(guān)管開通組合不同可以工作在3種不同的模式，再結(jié)合脈沖頻率控制（pulse frequency modulation，PFM）來實現(xiàn)寬電壓輸出，但其調(diào)頻范圍太寬會導(dǎo)致開關(guān)管容易失去軟開關(guān)特性且增加了諧振元件的設(shè)計難度。文獻(xiàn)［14］提出一種交錯并聯(lián)LLC諧振變換器，根據(jù)原邊2個半橋開關(guān)組合的不同來控制副邊變結(jié)構(gòu)整流器工作在并聯(lián)模態(tài)或串聯(lián)模態(tài)，無需增加額外開關(guān)管即可實現(xiàn)寬輸出電壓范圍。然而該變換器控制方式較為復(fù)雜，且需考慮由于諧振參數(shù)不一致而帶來的均流問題。

基于現(xiàn)有研究，本文提出一種限制調(diào)頻范圍的不對稱多模式寬輸出LLC變換器。采用雙諧振腔變壓器變比不同的結(jié)構(gòu)，使得變換器在不同的工作模式之間歸一化增益調(diào)節(jié)范圍不超過1.5，可限制頻率調(diào)節(jié)范圍，并實現(xiàn)較寬的輸出電壓范圍。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

限制調(diào)頻范圍的不對稱多模式寬輸出LLC變換器如圖1所示。該變換器原邊由4個開關(guān)管和雙諧振腔組成，且兩變壓器變比不同（n1≠n2），副邊為2個倍壓整流單元上下級聯(lián)結(jié)構(gòu)。

當(dāng)原邊開關(guān)管（S1～S4）開通組合不同時，電路工作在3種不同的模式：當(dāng)S1、S3常開，S2、S4互補(bǔ)導(dǎo)通時，變換器工作在V1模式；當(dāng)S1常閉，S3常開，S2、S4互補(bǔ)導(dǎo)通時，變換器工作在V2模式；當(dāng)S1、S4與S2、S3互補(bǔ)導(dǎo)通時，變換器工作在V3模式。表1為電路工作在不同模式下的雙諧振腔工作模式以及電路增益。

2 工作原理

為了便于對各個模式進(jìn)行穩(wěn)態(tài)分析作如下假設(shè)：

1）變換器中所有開關(guān)元件（S1～S4）的寄生電容相同且將其視為理想器件。

2）2個諧振腔的元件參數(shù)相同，即Lr1=Lr2、Cr1=Cr2、Lm1=Lm2。

3）副邊二極管均為理想元件，忽略其導(dǎo)通壓降。

本文對變換器工作在V2模式下的穩(wěn)態(tài)特性進(jìn)行分析，其他2種模式可以類似分析工作原理。V2模式的關(guān)鍵波形如圖2所示。

模態(tài)1［t0-t1］：如圖3（a）所示，S4關(guān)斷，S2實現(xiàn)零電壓開通。對于諧振腔Ⅰ而言，此時勵磁電感Lm1被變壓器副邊電壓所鉗位，極性為上負(fù)下正。副邊儲能電容C1通過二極管D1被充電至Vo/2n1，為下半周期倍壓輸出做準(zhǔn)備；諧振腔Ⅱ同理，副邊儲能電容C2通過二極管D1被充電至Vo/2n2，為下半周期倍壓輸出做準(zhǔn)備。

模態(tài)2［t1-t2］：如圖3（b）所示，此階段為死區(qū)時間。對于諧振腔Ⅰ而言，此時勵磁電流ILm1給開關(guān)管S2和S4的寄生電容充電。當(dāng)S4寄生電容放電完畢，其體二極管導(dǎo)通，為零電壓開通創(chuàng)造條件；對于諧振腔Ⅱ來說，此時勵磁電流ILm2同樣給開關(guān)管S2和S4的寄生電容充電。因此在此階段電流（ILm1+ILm2）為零電壓開通做準(zhǔn)備。

模態(tài)3［t2-t3］：如圖3（c）所示，S2關(guān)斷，S4實現(xiàn)零電壓開通。對于諧振腔Ⅰ而言，此時勵磁電感Lm1被變壓器副邊電壓所鉗位，極性為上正下負(fù)。副邊二極管D1關(guān)斷；諧振腔Ⅱ同理，副邊二極管D2關(guān)斷。在此階段，變換器副邊工作在串聯(lián)模態(tài)，原邊能量通過儲能電容C1、儲能電容C2、變壓器T1、變壓器T2、二極管D3輸出給負(fù)載端。

在t3時刻后為下一周期，不再重述。

3 特性分析

3.1 電壓增益

利用基波近似法（fundamental harmonic approximation，F(xiàn)HA）來分析電壓增益。通過工作原理可知，輸出電壓可看作是2個變換器之和。變換器Ⅰ由諧振腔Ⅰ和對應(yīng)的副邊倍壓整流單元組成，變換器Ⅱ由諧振腔Ⅱ和對應(yīng)的副邊倍壓整流單元組成。建立FHA等效電路如圖4所示，因此，分別求出2個倍壓整流電路的增益，相加即為變換器增益。圖中：Vp1、Vp2和Ip1、Ip2分別為諧振腔Ⅰ和諧振腔Ⅱ的變壓器原邊電壓和電流基波有效值；Vs1、Vs2為逆變網(wǎng)絡(luò)輸出電壓基波有效值；Rac1、Rac2為副邊電阻等效到原邊的交流等效電阻。

3.3 控制策略

結(jié)合式（3）～式（5）可得到變換器電壓增益曲線如圖5所示。由圖可知，3種模式之間可通過變頻控制實現(xiàn)增益連續(xù)，每種模式之間歸一化增益范圍不超過1.5，即可通過調(diào)節(jié)較窄范圍的開關(guān)頻率實現(xiàn)1～3倍的輸出電壓范圍。

3.4 兩諧振腔功率分配

本變換器因兩變壓器變比不同而造成兩諧振腔不對稱，在V2和V3模式中，由第2節(jié)工作原理分析可知，當(dāng)原邊有能量向副邊傳遞時，副邊兩倍壓整流單元工作在串聯(lián)模態(tài)，因此兩諧振腔變壓器副邊電流相等，如表5所示，兩諧振腔功率分配就等于兩變壓器副邊電壓比。

多模式會限制每個模式工作的最大功率：V1模式下功率限制為0～75 W，V2模式下功率限制為75～133 W，V3模式下功率限制為133～300 W。

4 實驗驗證

搭建實驗平臺對該電路進(jìn)行驗證，電路參數(shù)如表4所示。圖6～圖8分別為變換器在3種不同模式下的穩(wěn)態(tài)波形。

圖6（a）、圖6（b）為變換器工作在V1模式時的穩(wěn)態(tài)波形，輸出電壓分別為50和75 V?？梢钥闯?，Ubc是一個兩電平的方波（0～100 V），說明此時諧振腔Ⅱ工作在半橋模式。開關(guān)管S4的漏源極電壓在柵極信號到來之前降為0，說明開關(guān)管S4實現(xiàn)了ZVS。圖6（c）為二極管D2、D3的電流與電壓波形，可以看出二極管實現(xiàn)了零電流關(guān)斷（zero current switch，ZCS）。

圖7（a）、圖7（b）為變換器工作在V2模式時的穩(wěn)態(tài)波形，輸出電壓分別為75和100 V。可以看出，Uab、Ubc都為一個兩電平的方波（0～100 V），說明此時諧振腔Ⅰ和諧振腔Ⅱ均工作在半橋模式。由3.4節(jié)分析可知，由于不對稱結(jié)構(gòu)，諧振腔Ⅱ的輸出功率更大，因此實驗波形中諧振電流ILr2要大于諧振電流ILr1。圖7（c）為開關(guān)管S4的漏源極電壓與柵極信號，圖7（d）為二極管D1、D3的電流與電壓波形，可以看出實驗很好地實現(xiàn)了開關(guān)管的ZVS和二極管的ZCS。

圖8（a）、圖8（b）為變換器工作在V3模式時的穩(wěn)態(tài)波形，輸出電壓分別為100和150 V。由圖可知，Uab為一個兩電平方波（-100～100 V），Ubc為一個兩電平方波（0～100 V），說明此時諧振腔Ⅰ工作在全橋模式，諧振腔Ⅱ工作在半橋模式。圖8（c）為開關(guān)管S1、S4的漏源極電壓與柵極信號，圖8（d）為二極管D1、D3的電流與電壓波形，可以看出，實驗很好地實現(xiàn)了開關(guān)管的ZVS和二極管的ZCS。因此，通過實驗驗證了該變換器的可行性。

表6為本文與近兩年來國內(nèi)外報道的一些寬輸出電壓范圍拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及控制策略對比?？梢钥闯觯墨I(xiàn)［11］雖然增益范圍較寬，但是副邊器件數(shù)量較多，增加了成本，且副邊增加了額外的開關(guān)管，其硬開關(guān)過程會帶來額外的開關(guān)損耗。文獻(xiàn)［12］采用PWM控制使得增益范圍獨(dú)立于勵磁電感和負(fù)載，但是其開關(guān)管數(shù)量較多，且其控制方式由于前橋臂開關(guān)管驅(qū)動脈沖的不對稱性會帶來變壓器直流偏磁的問題。文獻(xiàn)［13］雙諧振腔共用一個諧振電容使得器件數(shù)量較少，但其增益范圍有限，且開關(guān)頻率調(diào)節(jié)范圍過寬容易導(dǎo)致失去軟開關(guān)特性。文獻(xiàn)［14］控制方式較為復(fù)雜，且兩諧振腔參數(shù)不一致而帶來的均流問題需要解決。相比較，本文所提出的方案所需器件少，軟開關(guān)特性好，控制方式簡單，可以在較窄的開關(guān)頻率范圍內(nèi)實現(xiàn)較寬的輸出電壓范圍。

圖9為變換器工作在不同輸出電壓時的效率曲線。可以看出，在每個模式輸出電壓最小時，此時工作在諧振頻率點，效率最高。隨著輸出電壓升高，諧振頻率降低，效率慢慢下降。整個寬輸出電壓范圍內(nèi)峰值效率為93.6%，說明變換器在實現(xiàn)寬輸出電壓范圍的同時能保持較高的效率。

5 結(jié) 論

本文提出一種不對稱多模式變頻寬輸出LLC諧振變換器，根據(jù)原邊開關(guān)管開通組合不同，變換器將工作于3種不同的模式，雙諧振腔變壓器變比不同保證了每種模式的歸一化增益范圍不超過1.5倍，在較窄的開關(guān)頻率范圍內(nèi)實現(xiàn)較寬的輸出電壓范圍。通過實驗驗證了變換器可實現(xiàn)1～3倍寬輸出電壓范圍，且原邊開關(guān)管具有ZVS以及副邊二極管具有ZCS的良好軟開關(guān)特性。

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（編輯：邱赫男）