摘 要：

為了使用更少的器件實(shí)現(xiàn)更多的輸出電平，同時(shí)解決傳統(tǒng)多電平逆變器開關(guān)器件在高電壓下工作時(shí)，其電壓應(yīng)力較大，容易損壞的問(wèn)題，提出一種新型單電源開關(guān)電容多電平逆變器拓?fù)?。該開關(guān)電容逆變器拓?fù)渫ㄟ^(guò)研究開關(guān)電容技術(shù)與級(jí)聯(lián)H橋逆變器的結(jié)合，采用脈寬調(diào)制的方式經(jīng)過(guò)邏輯組合進(jìn)行調(diào)制，實(shí)現(xiàn)了高效的電壓增益和電平輸出。在保證電容電壓自均衡的前提下，僅使用單個(gè)直流電源輸入，產(chǎn)生三倍電壓增益的七電平輸出。然后，為了進(jìn)一步拓展該逆變器的應(yīng)用范圍，介紹所提逆變器的擴(kuò)展結(jié)構(gòu)，并簡(jiǎn)要分析其工作模式。同時(shí)與其他類似拓?fù)溥M(jìn)行對(duì)比，證明該拓?fù)鋬?yōu)勢(shì)。最后為了驗(yàn)證理論分析的正確性，設(shè)計(jì)了仿真和實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，對(duì)逆變器的性能進(jìn)行了詳細(xì)測(cè)試。

關(guān)鍵詞：開關(guān)電容；單輸入；基本單元；電壓應(yīng)力；電容電壓自均衡

DOI：10.15938/j.emc.2024.03.016

中圖分類號(hào)：TM46

文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

文章編號(hào)：1007-449X（2024）03-0157-12

收稿日期： 2022-05-18

基金項(xiàng)目：國(guó)家自然科學(xué)基金（51767007）；江西省重點(diǎn)研發(fā)項(xiàng)目（20202BBEL53034）

作者簡(jiǎn)介：李 宋（1977—），女，碩士，副教授，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)；

邵云鵬（1998—），男，碩士，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)；

葉滿園（1978—），男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)；

陳銀波（1995—），男，碩士，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)；

劉文芳（1997—），女，碩士，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)；

邢瑞新（1997—），女，碩士，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)；

喻生銘（1996—），男，碩士，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)。

通信作者：葉滿園

Novel voltage self-balancing switched capacitor multilevel inverter

LI Song， SHAO Yunpeng， YE Manyuan， CHEN Yinbo， LIU Wenfang， XING Ruixin， YU Shengming

（School of Electrical and Automation Engineering， East China Jiaotong University， Nanchang 330013， China）

Abstract：

In order to achieve more output levels with fewer devices， and to solve the problem that the voltage stress of traditional multi-level inverter switching devices is large and easy to be damaged when working at high voltage， a new single-power switched capacitor multilevel inverter topology was proposed. The switching capacitor inverter topology was modulated by logic combination by studying the combination of switching capacitor technology and cascaded H-bridge inverter， and the high-efficiency voltage gain and level output were realized by using pulse width modulation through logic combination. On the premise of ensuring the self-equalization of the capacitor voltage， only a single DC power input was used to produce a seven-level output with three times the voltage gain. Then， in order to further expand the application range of the inverter， the expansion structure of the proposed inverter was introduced， and its working mode was briefly analyzed. At the same time， it is compared with other similar topologies to prove the advantages of this topology. Finally， in order to verify correctness of the theoretical analysis， simulation and experimental prototypes were designed， and the performance of the inverter was tested in detail.

Keywords：switched-capacitor; single-input; basic unit; voltage stress; capacitors voltage self-balancing

0 引 言

近年來(lái)，隨著電機(jī)驅(qū)動(dòng)、電動(dòng)汽車、分布式發(fā)電系統(tǒng)、可再生能源轉(zhuǎn)換系統(tǒng)等不同應(yīng)用領(lǐng)域的長(zhǎng)足發(fā)展，對(duì)產(chǎn)生高質(zhì)量輸出電壓波形要求顯著提高，而傳統(tǒng)的兩電平逆變器已經(jīng)無(wú)法滿足需求。與之相比多電平逆變器因其便于模塊化設(shè)計(jì)，輸出電壓諧波含量低，以及控制不復(fù)雜等眾多優(yōu)點(diǎn)而得到越來(lái)越廣泛的應(yīng)用［1-2］。

常見的多電平逆變器拓?fù)淇煞譃槿悾?-4］：中性點(diǎn)鉗位逆變器［5］、飛跨電容逆變器［6］和級(jí)聯(lián)H橋逆變器［7］。級(jí)聯(lián)H橋逆變器在結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的同時(shí)，又能獲得較好的輸出波形，但是需要大量隔離直流源，一定程度影響了其應(yīng)用范圍。中性點(diǎn)鉗位多電平逆變器存在直流側(cè)中點(diǎn)電位不平衡問(wèn)題，控制復(fù)雜［8］。飛跨電容逆變器需要大量鉗位電容，變相增加了電路成本，而且由于電容頻繁充放電導(dǎo)致電容電壓均衡控制困難，還會(huì)降低電容壽命，影響逆變器可靠性。

為了解決傳統(tǒng)逆變器存在的這些問(wèn)題，學(xué)者們提出了開關(guān)電容技術(shù)。開關(guān)電容逆變器因其自升壓、開關(guān)器件少、功率密度大等優(yōu)點(diǎn)，自提出以來(lái)就受到了極大地關(guān)注。Mak和Ioinovici在1998年提出開關(guān)電容多電平逆變器（switched capacitor multilevel inverter，SCMLI）的概念，它由2個(gè)開關(guān)管、2個(gè)二極管和一個(gè)電容組成的開關(guān)電容基本單元級(jí)聯(lián)而成［9］。通過(guò)改變電容與電源的串并聯(lián)狀態(tài)可調(diào)整輸出電平數(shù)量并實(shí)現(xiàn)電壓增益。該拓?fù)涞闹饕秉c(diǎn)是需要大量半導(dǎo)體器件使得控制算法復(fù)雜，增加了成本。文獻(xiàn)［10］對(duì)早期的開關(guān)電容逆變器結(jié)構(gòu)進(jìn)行了簡(jiǎn)化，提出一種新型開關(guān)電容基本單元。由于該拓?fù)溆玫酱罅慷O管器件，導(dǎo)致其帶感性負(fù)載能力較差。但是該結(jié)構(gòu)最大的優(yōu)勢(shì)是可以與傳統(tǒng)的H橋逆變器級(jí)聯(lián)得到更多的輸出電平，同時(shí)該結(jié)構(gòu)具備擴(kuò)展能力，可擴(kuò)展到任意輸出電平。為減少開關(guān)器件，文獻(xiàn)［11］提出的混合開關(guān)電容多電平逆變器，僅使用2個(gè)開關(guān)管、一個(gè)二極管和一個(gè)電容器便得到兩倍電壓增益，并在文中介紹了2種擴(kuò)展方式。文獻(xiàn)［12］使用開關(guān)-電容-二極管結(jié)構(gòu)，優(yōu)勢(shì)在于減少開關(guān)電容拓?fù)渲械墓β书_關(guān)器件降低逆變器成本，但是該結(jié)構(gòu)不具備升壓能力，無(wú)法從較低輸入電壓電源獲得所需的輸出電壓。為了減少文獻(xiàn)［9］對(duì)電容器的需求，文獻(xiàn)［13］提出一種SCMLI結(jié)構(gòu)，一改傳統(tǒng)開關(guān)電容多電平電路僅將電容器作為恒壓源的思路，利用電容器的局部充電技術(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)輸出多個(gè)電壓電平，實(shí)現(xiàn)了減少電容器的需求。然而為建立部分充電系統(tǒng)本身使用了大量開關(guān)器件，并且需要復(fù)雜的控制算法，對(duì)電容壽命影響也較大。文獻(xiàn)［14］針對(duì)開關(guān)電容應(yīng)力問(wèn)題，提出一種新型低電壓應(yīng)力的電容電壓自均衡逆變器，雖然犧牲了電壓增益，但是該拓?fù)溟_關(guān)器件電壓應(yīng)力很小。文獻(xiàn)［15］將開關(guān)電容技術(shù)與級(jí)聯(lián)H橋有機(jī)結(jié)合，實(shí)現(xiàn)了非對(duì)稱開關(guān)電容級(jí)聯(lián)多電平逆變器，但是由于使用了級(jí)聯(lián)H橋的思想，每個(gè)級(jí)聯(lián)單元均需要獨(dú)立電源供能，應(yīng)用場(chǎng)合受到限制。

針對(duì)上述問(wèn)題，本文提出一種新型開關(guān)電容逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并揭示其工作原理。所提拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單且對(duì)稱，有效簡(jiǎn)化了調(diào)制策略。然后分析其電容充放電狀態(tài)證明可以實(shí)現(xiàn)電容電壓自均衡。并通過(guò)對(duì)比現(xiàn)有其他先進(jìn)開關(guān)電容拓?fù)渥C明所提拓?fù)湓谒杵骷?shù)量、開關(guān)器件電壓應(yīng)力等方面的優(yōu)越性。最后通過(guò)仿真與實(shí)驗(yàn)對(duì)所提拓?fù)涞恼_性與可行性進(jìn)行驗(yàn)證。

1 新型開關(guān)電容逆變器結(jié)構(gòu)分析

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

新型開關(guān)電容逆變器的一般結(jié)構(gòu)如圖1所示，其主要由前級(jí)開關(guān)電容基本單元（switched capacitor basic unit，SCBU）和后級(jí)H橋兩部分組成。前級(jí)SCBU部分由一個(gè)電壓大小為Vin的直流電源E、2個(gè)電容器回路（LH1，LH2）以及一個(gè)充電回路（CH1）組成。2個(gè)電容回路均由2個(gè)開關(guān)器件和一個(gè)電容器構(gòu)成，電容器上電壓與輸入直流電源電壓相同為Vin。充電回路由開關(guān)器件S5和串聯(lián)的功率二極管D1組成。電容回路的中點(diǎn)分別連接到直流電源E的正極和負(fù)極端子。此外，電容回路通過(guò)充電回路串聯(lián)連接。當(dāng)且僅當(dāng)電容器的充電狀態(tài)啟動(dòng)時(shí)，充電回路的開關(guān)器件S5處于導(dǎo)通狀態(tài)。

所提出的新型開關(guān)電容逆變器由前級(jí)SCBU提供+Vin～+3Vin三級(jí)電平，為方便敘述將這部分電壓命名為uab，如圖1所示。H橋的作用是反向uab以獲得負(fù)電平，并通過(guò)控制H橋的導(dǎo)通狀態(tài)獲得零電平。

1.2 工作原理

圖2給出了逆變器輸出正電平時(shí)，輸出端子正極和負(fù)極之間產(chǎn)生不同電壓電平的等效電路和電流路徑。為方便敘述，以下僅在逆變器輸出正電平的情況下介紹前級(jí)SCBU的工作原理。

+Vin：通過(guò)導(dǎo)通開關(guān)S3和S4將直流源E單獨(dú)接入電路，如圖2（a）所示，以獲得+Vin電平。此時(shí)2個(gè)電容器既不充電也不放電。

+2Vin：通過(guò)將其中一個(gè)電容器與直流源串聯(lián)來(lái)實(shí)現(xiàn)。圖2（b）顯示了當(dāng)C1通過(guò)導(dǎo)通S1和S4與電源串聯(lián)時(shí)的等效電路和電流路徑。此時(shí)，C1處于放電狀態(tài)，輸出電壓等于C1和電源E的電壓之和，等于+2Vin。同時(shí)，通過(guò)打開CH1中的S5將C2與電源E并聯(lián)，C2存儲(chǔ)來(lái)自電源E的能量，此時(shí)C2處于充電狀態(tài)。類似地，圖2（c）展示另一種輸出電壓為+2Vin的開關(guān)狀態(tài)，C1處于充電狀態(tài)，而C2與電源E串聯(lián)向負(fù)載放電。二極管D1與開關(guān)管S5串聯(lián)，作用是固定電流方向，以避免C1或C2意外放電到直流電源E中。

+3Vin：通過(guò)將2個(gè)電容器與直流源串聯(lián)來(lái)獲得。如圖2（d）所示，導(dǎo)通S1與S2，將C1、C2與直流源E串聯(lián)，此時(shí)2個(gè)電容器均處于放電狀態(tài)，輸出電壓大約等于+3Vin。

通過(guò)上述對(duì)所提逆變器SCBU的分析可知，其電容充電回路不包含負(fù)載。如圖2（b）、（c）所示，電容C1與C2通過(guò)與輸入電源直接并聯(lián)的方式充電，回路中僅包含開關(guān)器件與二極管。所以充電電流與充電時(shí)間與負(fù)載無(wú)關(guān)。如表1所示，表中C表示電容器充電，D表示電容器放電，NC表示電容器不充電不放電，從表中可以看出所提逆變器兩電容工作狀態(tài)呈對(duì)稱關(guān)系，因此電容電壓可以實(shí)現(xiàn)自均衡。

1.3 擴(kuò)展結(jié)構(gòu)

為了進(jìn)一步提高所提開關(guān)電容多電平逆變器的輸出電平數(shù)量，并提升電壓增益等級(jí)以應(yīng)用于高壓領(lǐng)域，本節(jié)對(duì)逆變器進(jìn)行擴(kuò)展，結(jié)構(gòu)如圖3所示。擴(kuò)展后的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)仍為單電源輸入，通過(guò)電容的串并聯(lián)配合工作實(shí)現(xiàn)更多電平輸出。

如前文所述所提逆變器前級(jí)SCBU的基本結(jié)構(gòu)分為電源、充電回路和電容回路3個(gè)部分。擴(kuò)展結(jié)構(gòu)即是對(duì)充電回路CHk（k=1，2，…，n）和電容回路LH1k（k=1，2，…，n）、LH2k（k=1，2，…，n）進(jìn)行擴(kuò)展。

由圖3可知，單元1中根據(jù)開關(guān)器件工作狀態(tài)的不同電容器C12和C22可被電源充電至Vin。應(yīng)用逐級(jí)充電的方法，單元1中電容器C12和C22與電源串聯(lián)共同為單元2中的電容器C12和C22充電至3Vin，以此類推電容器所加電壓大小關(guān)系如表2所示。

VCjk為電容器電壓大?。╦=1，2）。由于所提逆變器輸出電壓為電容器電壓與輸入電源電壓之和，因此由上表可推得所提逆變器的uab可以提供的電平數(shù)如下：

NL=3k。（1）

所需開關(guān)器件數(shù)，二極管數(shù)和電容器數(shù)量用如下關(guān)系式表示：

NC=2k；（2）

Nsw=5k+4；（3）

NC=k。（4）

綜上，對(duì)于所提出的新型開關(guān)電容逆變器特性可以歸納為以下幾點(diǎn)：

1）SCBU可以將輸出電壓提高到輸入電壓Vin的3倍。因此，SCBU的升壓系數(shù)為3；

2）電容器可以同時(shí)充放電。當(dāng)C1處于充電狀態(tài)時(shí)，此時(shí)C2處于放電狀態(tài)，反之亦然；

3）兩電容可以實(shí)現(xiàn)電容電壓自均衡；

4）電容器回路中的開關(guān)是互補(bǔ)的。因此LH1或LH2中開關(guān)器件（即圖1中S1～S4）上的應(yīng)力電壓等于電容器電壓，即Vin；

5）充電段CH1上的開關(guān)器件（即圖1中S5）電壓應(yīng)力等于Vin。因此，SCBU上各開關(guān)電壓應(yīng)力均為輸入直流源的電壓。所提SCBU的開關(guān)器件最大電壓應(yīng)力之和，即總持續(xù)電壓（total standing voltage，TSV）等于5Vin。

6）該拓?fù)鋼碛泻軓?qiáng)的擴(kuò)展能力，隨著電壓增益的提升輸出電平也進(jìn)一步增加，有效降低輸出電壓的諧波含量。

2 調(diào)制分析

基于多載波的正弦脈寬調(diào)制（sinusoidal pulse width modulation，SPWM），空間矢量調(diào)制［16］和特定諧波消去法［17］ （selected harmonic elimination，SHE）是最常用的逆變器調(diào)制策略。特定諧波消去法可以做到精準(zhǔn)消去低次諧波，但是計(jì)算開關(guān)角度過(guò)程復(fù)雜。而正弦脈寬調(diào)制因其具有較好地抑制輸出電壓中諧波含量的能力，而在多電平逆變器的調(diào)制中被廣泛使用。用于逆變器的常見多載波SPWM 調(diào)制技術(shù)主要有載波空間層疊（carrier disposition，CD-PWM）和載波移相（carrier phase shift，CPS-PWM）兩類。根據(jù)載波空間層疊相位的不同，CD-PWM 又可分為同相層疊（in-phase disposition，IPD）、正負(fù)反相層疊（phase opposition disposition，POD）和交替反相層疊（alternative phase opposition disposition，APOD）3種，其中采用IPD-PWM調(diào)制技術(shù)，輸出電壓波形質(zhì)量最優(yōu)。因此采用IPD-PWM調(diào)制作為所提開關(guān)電容逆變器調(diào)制策略。

針對(duì)所提開關(guān)電容逆變器進(jìn)行IPD-PWM調(diào)制的方式如圖4所示。圖中調(diào)制度ma=0.9，逆變器輸出全部七電平。載波采用6路頻率為fcr的三角波信號(hào)Acr1～Acr6，與1路頻率為fref的正弦調(diào)制波Aref進(jìn)行比較?？梢缘玫秸{(diào)制度為

ma=Aref3Acr。（5）

調(diào)制度影響了輸出電平的數(shù)量，在所提逆變器中調(diào)制度ma的取值范圍為0lt;malt;1。表3給出了不同調(diào)制度下所提逆變器輸出電平數(shù)以及輸出電平電壓大小。

所提新型開關(guān)電容多電平逆變器需要9個(gè)開關(guān)器件，換言之需要9路驅(qū)動(dòng)信號(hào)。而從表1可知，開關(guān)S1與S3、S2與S4、T1與T3、T2與T4分別互補(bǔ)。因此實(shí)際只需產(chǎn)生5路驅(qū)動(dòng)信號(hào)，互補(bǔ)信號(hào)使用非門進(jìn)行取反操作，簡(jiǎn)化控制。如圖4所示本文使用6路三角載波信號(hào)Acr1～Acr6與1路正弦調(diào)制波信號(hào)Aref比較得到6路原始脈沖信號(hào)uref1～uref6。6路原始信號(hào)經(jīng)過(guò)邏輯組合可得5路驅(qū)動(dòng)信號(hào)。具體組合方式如下：

3 電容參數(shù)選擇

開關(guān)電容拓?fù)鋵?duì)電容的連續(xù)充放電會(huì)導(dǎo)致電容電壓變化，即產(chǎn)生電壓紋波。過(guò)大的紋波會(huì)對(duì)電路產(chǎn)生損害。為了使電壓紋波控制在可以接受的范圍內(nèi)，需要計(jì)算合適的電容值。為簡(jiǎn)化分析，設(shè)逆變器輸出電流為

io=Imsin（ωt+φ）。（11）

式中：Im為輸出電流幅值；ω為輸出電壓角頻率；φ為負(fù)載阻抗角。在SPWM調(diào)制中載波周期遠(yuǎn)小于調(diào)制波周期，因此本節(jié)假設(shè)在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電流為恒值。

要計(jì)算電容器容值需要知道電容放電最大電荷量，而放電最大電荷量由負(fù)載電流和一個(gè)輸出電壓周期內(nèi)最長(zhǎng)放電時(shí)間（longest discharging time，LDT）共同決定［18］。為方便描述，圖5給出了所提逆變器在階梯波調(diào)制下兩電容器C1和C2的工作狀態(tài)和電壓波形。

從圖中可以看出電容器C1在正半周期，輸出電壓為+2Vin和+3Vin時(shí)均處于放電狀態(tài)，因此這2個(gè)電平的持續(xù)時(shí)間就是電容器C1的LDT。同理電容器C2在負(fù)半周期的-2Vin和-3Vin電平處達(dá)到其LDT。

在PWM調(diào)制下電容充放電頻繁交替進(jìn)行，無(wú)法計(jì)算其LDT，為此引入占空比D，對(duì)同一個(gè)電平中充電和放電時(shí)間作進(jìn)一步劃分。并且，由圖5可知兩電容器工作狀態(tài)呈對(duì)稱形式，所以以下只針對(duì)電容器C1進(jìn)行容值計(jì)算。

圖6所示為電容器C1的LDT，為方便分析將電容C1放電區(qū)間劃分為3個(gè)區(qū)域分析。在區(qū)域2，電平+2Vin和+3Vin交替出現(xiàn)。電容C1均處于放電狀態(tài)。流過(guò)電容器C1的電流為輸出電流。即

4 比較研究

在本節(jié)中，所提逆變器拓?fù)渑c文獻(xiàn)［9］、文獻(xiàn)［10］、文獻(xiàn)［21］、文獻(xiàn)［22］提出的開關(guān)電容逆變器拓?fù)鋸牟煌嵌冗M(jìn)行比較。所有對(duì)比組均使用單個(gè)輸入電源實(shí)現(xiàn)多電平輸出，且前級(jí)模塊可擴(kuò)展以獲得更高的電壓增益，后級(jí)使用H橋結(jié)構(gòu)。并且由于H橋作用僅改變輸出電壓正負(fù)極性，所以只需對(duì)比前級(jí)擴(kuò)展結(jié)構(gòu)。為了使比較結(jié)果更公平且直觀，將在電平數(shù)相近的情況下進(jìn)行拓?fù)鋵?duì)比。主要對(duì)比方向?yàn)槟孀兤魍負(fù)涓髟骷?shù)量、逆變器成本以及開關(guān)器件所受電壓應(yīng)力。

為了對(duì)逆變器成本進(jìn)行評(píng)估，文獻(xiàn)［19-20］提出一種成本函數(shù)（CF），表達(dá)式為

CF=Nsw+ND+Ncap+αTSVpu。（22）

式中：Nsw、ND、Ncap分別表示開關(guān)管、二極管、電容的數(shù)量。TSV為開關(guān)器件最大電壓應(yīng)力之和，TSVpu為TSV除以最大輸出電壓，即TSV/Vo，max。α表示TSVpu的權(quán)重系數(shù)，當(dāng)αlt;1時(shí)，表示器件的數(shù)量更加重要；當(dāng)αgt;1時(shí)，表示器件的應(yīng)力更加重要。開關(guān)器件電壓應(yīng)力對(duì)比的關(guān)鍵參數(shù)包括最大阻斷電壓MBV和TSVpu。

如表4所示，前級(jí)基本單元輸出9個(gè)電平情況下，文獻(xiàn)［9］和文獻(xiàn)［10］所用器件數(shù)多于所提SCBU。并且隨著擴(kuò)展的增加，在輸出27級(jí)電平的情況下，文獻(xiàn)［9］和文獻(xiàn)［10］需要器件數(shù)遠(yuǎn)多于所提SCBU。文獻(xiàn)［22］不使用二極管，但是開關(guān)管和電容器的數(shù)量在不同電平下均比所提逆變器要多。文獻(xiàn)［21］對(duì)比所提SCBU雖然使用器件更少，但是由圖7可知文獻(xiàn)［21-22］的基本單元隨著電平數(shù)的增加，TSVpu值逐漸接近3，而所提逆變器最終接近2.5，證明其開關(guān)器件所受電壓應(yīng)力較大。文獻(xiàn)［10］雖然具有最低的TSVpu，但是其MBV與文獻(xiàn)［9］并列最大，可知該拓?fù)鋯蝹€(gè)開關(guān)器件所受電壓應(yīng)力遠(yuǎn)高于所提拓?fù)洹?duì)比成本函數(shù)CF，在輸出27級(jí)電平時(shí)，所提SCBU不論在α=0.5還是α=1.5的情況下都優(yōu)于其他所有拓?fù)渲械幕締卧?/p>

5 仿真結(jié)果分析

為了驗(yàn)證所提開關(guān)電容多電平逆變器的有效性，在MATLAB/Simulink平臺(tái)搭建了仿真模型進(jìn)行仿真分析。表5為仿真模型的相關(guān)參數(shù)。

在帶阻感性負(fù)載，調(diào)制度ma=0.9的情況下所提逆變器的開關(guān)器件脈沖波形、電壓電流輸出波形如圖8所示。由圖中可以看出，逆變器輸出電壓波形為七電平，且最大輸出電壓約為72 V，為輸入電源電壓的3倍。各級(jí)電平間相差約24 V，與理論分析相同。輸出電流為平滑穩(wěn)定的正弦波，并且與輸出電壓呈現(xiàn)一定的相位差，可見所提逆變器有帶感性負(fù)載的能力。

圖9為輸出電壓、輸出電流諧波頻譜，圖中所示，輸出電壓的總諧波失真THD為22.29%，基波幅值為62.9 V，諧波含量主要分布于載波頻率及其整數(shù)倍頻率附近，低次諧波含量少。輸出電流出現(xiàn)了少量低次諧波，但其THD僅為0.82%，接近于標(biāo)準(zhǔn)的正弦波。

帶阻感性負(fù)載，調(diào)制度ma=0.6的情況下所提逆變器的電壓電流輸出波形如圖10所示。從圖中可以看出，逆變器輸出電壓為五電平，且最大電壓輸出約為48 V，為輸入電源電壓的兩倍，各級(jí)電平之間同樣相差約24 V。輸出電流為平滑穩(wěn)定的正弦波，并且與輸出電壓呈現(xiàn)一定的相位差。

由圖11可見，輸出電壓的THD為33.02%，基波幅值為42.61 V，諧波含量主要分布于載波頻率及其整數(shù)倍頻率附近。輸出電流的THD僅為1.08%。

由上述分析可知所提逆變器隨著調(diào)制度降低輸出電平隨之減少，電壓增益降低為兩倍，各級(jí)電平之間電壓差不變。證明所提逆變器具有在不同調(diào)制度下運(yùn)行的能力。

圖12所示為開關(guān)管S1～S5所受電壓波形圖。從圖中可以看出各個(gè)開關(guān)管所承受電壓均為24 V，即+Vin。由此可見所提開關(guān)電容多電平逆變器前級(jí)SCBU部分開關(guān)器件所受電壓應(yīng)力不會(huì)隨電壓增益增高而增大，保持與輸入電源電壓相等。

圖13所示為后級(jí)H橋開關(guān)器件T1～T4所受電壓波形圖。從圖中可以看出各個(gè)開關(guān)器件所承受電壓最大值約為72 V，即+3Vin與前級(jí)SCBU輸出電壓相同。后級(jí)H橋電壓應(yīng)力過(guò)大使得前級(jí)SCBU的輸入電源大小不能太高。所以這是提出的開關(guān)電容逆變器的主要缺點(diǎn)。

電容電壓紋波波形如圖14所示，電容器C1和C2的電壓在23 V附近小范圍波動(dòng)，紋波大小約為1 V，可見兩電容器均工作在穩(wěn)定狀態(tài)可以實(shí)現(xiàn)電容電壓自均衡，電壓紋波較小。

影響逆變器的效率主要原因有開關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗和充電損耗等。所提逆變器效率與輸出功率的關(guān)系如圖15所示。從圖中可以看出當(dāng)輸出功率大于80 W后，逆變器效率大于96.5%，特別是當(dāng)輸出功率在350 W附近時(shí)，轉(zhuǎn)換效率最高為98.5%，此后隨著輸出功率增加，逆變效率逐漸降低?？梢姡撃孀兤骶哂休^高的轉(zhuǎn)換效率。

6 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證所提開關(guān)電容逆變器的可行性，搭建了一臺(tái)小功率試驗(yàn)樣機(jī)，使用DSP+FPGA作為控制器，就幅值調(diào)制度為0.6和0.9時(shí)對(duì)所提逆變器進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。圖16為實(shí)驗(yàn)的具體示意圖。

圖17給出了所提逆變器在幅值調(diào)制度為0.9情況下所需開關(guān)器件觸發(fā)脈沖、uab輸出電壓、總輸出電壓電流和電容電壓平衡波形。圖17（a）為S1、S2、S5的觸發(fā)脈沖，S3、S4分別與S1、S2互補(bǔ)；通過(guò)上述3個(gè)觸發(fā)脈沖顯示了uab輸出電壓波形的疊加關(guān)系。從圖17（b）可以看出uab經(jīng)過(guò)H橋得到了零電平并反向得到逆變器輸出電壓。圖17（c）可見逆變器輸出電壓為七電平PWM波，其諧波主要分布于載波比mf=50為中心的兩側(cè)。圖17（d）給出了2個(gè)電容C1、C2的電壓波形維持在穩(wěn)定電壓位置，紋波小于1 V，證明了所提逆變器可以實(shí)現(xiàn)電容自均衡。由于逆變器帶組感性負(fù)載，電流波形呈正弦狀。

圖18為所提逆變器在幅值調(diào)制度為0.6情況下所需開關(guān)器件觸發(fā)脈沖、uab輸出電壓、總輸出電壓電流和電容電壓平衡波形。由圖18（a）可見，uab電壓波形相較幅值調(diào)制度為0.6情況下減少一級(jí)電平。圖18（b）給出了所提逆變器輸出電壓的疊加關(guān)系，可以看到輸出電壓為五電平PWM波。圖18（c）為逆變器輸出電壓諧波，可見其高頻次諧波增加，低頻諧波依舊存在但與主要諧波比仍可以忽略。由圖18（d）可見，電容電壓穩(wěn)定，紋波小于0.8 V，這是因?yàn)榉嫡{(diào)制度為0.6相較0.9情況下最長(zhǎng)放電時(shí)間更短，所以紋波減小。

上述實(shí)驗(yàn)表明，所提開關(guān)電容逆變器可以在幅值調(diào)制度ma=0.6和0.9的情況下正常運(yùn)行，具有電容電壓自均衡能力，并且在ma=0.9下實(shí)現(xiàn)了3倍電壓增益，逆變器輸出七電平PWM波。

7 結(jié) 論

本文提出一種新型開關(guān)電容多電平逆變器。所提逆變器直流側(cè)采用單電源輸入結(jié)構(gòu)，通過(guò)前級(jí)SCBU加后級(jí)H橋的形式實(shí)現(xiàn)交流測(cè)多電平輸出。本文從所提逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、工作原理、調(diào)制策略、電壓參數(shù)的選擇等多方面進(jìn)行理論分析，并進(jìn)行樣機(jī)實(shí)驗(yàn)，得出如下結(jié)論。

1）前級(jí)SCBU僅用5個(gè)開關(guān)器件、2個(gè)電容、1個(gè)二極管組成1個(gè)開關(guān)電容模塊，每個(gè)模塊實(shí)現(xiàn)三倍電壓增益，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單且對(duì)稱，易于實(shí)現(xiàn)電容電壓自均衡，簡(jiǎn)化了控制策略，且具備擴(kuò)展能力。

2）與其他先進(jìn)拓?fù)鋵?duì)比，輸出相同電平數(shù)量所需開關(guān)器件更少，成本函數(shù)更低。

3）前級(jí)SCBU每個(gè)開關(guān)器件兩端電壓應(yīng)力均為輸入直流源的電壓即Vin，總電壓應(yīng)力僅為5Vin。隨著輸出電平數(shù)量的增加，前級(jí)SCBU的開關(guān)器件最大電壓應(yīng)力之和與最大輸出電壓的比逐漸接近2.5，低于其他先進(jìn)拓?fù)洹?/p>

4）所提逆變器后級(jí)H橋開關(guān)器件電壓應(yīng)力為+3Vin，對(duì)比前級(jí)SCBU電壓應(yīng)力過(guò)高。

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（編輯：劉琳琳）