摘"要：

中小功率的LED驅(qū)動(dòng)電源中，傳統(tǒng)兩級(jí)LED驅(qū)動(dòng)電源存在體積大、成本高以及傳統(tǒng)Boost PFC電路在低壓輸入時(shí)導(dǎo)通損耗大等問(wèn)題。為此提出一種由無(wú)橋二次型Boost PFC電路和DCDC LLC電路集成的無(wú)橋高增益單級(jí)LED驅(qū)動(dòng)電路，實(shí)現(xiàn)了高電壓增益、功率開關(guān)器件軟開關(guān)、一套控制電路和高電路轉(zhuǎn)換效率。針對(duì)單級(jí)電路在電網(wǎng)輸入電壓變化引起直流母線電壓變動(dòng)范圍大等問(wèn)題，設(shè)計(jì)一種適用于所提電路的APWMPFM混合控制策略，并對(duì)混合控制原理和控制過(guò)程進(jìn)行詳細(xì)分析。最后設(shè)計(jì)一臺(tái)200 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，在輸入電壓80～120 Vrms范圍內(nèi)，占空比最大為0.5，最大電壓增益為6.7，直流母線電壓基于網(wǎng)側(cè)特性和LLC電路特性設(shè)計(jì)在700 V以內(nèi)，樣機(jī)的功率因數(shù)值均高于0.990，THD均低于15%。在滿載條件下，110 Vrms輸入時(shí)，樣機(jī)效率為93.20%，相比于傳統(tǒng)無(wú)橋PFC，電壓增益提高了2.21倍，實(shí)現(xiàn)了高電壓增益和軟開關(guān)，有效提升了在低壓輸入條件下的電路轉(zhuǎn)換效率。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提出電路和控制方法的有效性。

關(guān)鍵詞：LED驅(qū)動(dòng)電路；功率因數(shù)校正；高增益Boost與LLC電路集成；混合控制策略；軟開關(guān)

DOI：10.15938/j.emc.2024.01.011

中圖分類號(hào)：TM46

文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

文章編號(hào)：1007-449X（2024）01-0105-15

Bridgeless high gain singlestage LED driver and its hybrid control strategy

LIU Guangqing，"LIN Weiming，"CHEN Xinwei

（Fujian Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion， Fuzhou University， Fuzhou 350108， China）

Abstract：

The traditional twostage LED driver is usually used in the small and medium power LED drivers， resulting in some problems such as large in size and high in cost， and a large conduction loss at low voltage input， etc. To solve the above problems， a bridgeless high gain singlestage LED driver integrated by a bridgeless quadratic Boost PFC circuit and DCDC LLC circuit was proposed， in which high voltage gain and soft switching can be realized， a set of control circuit is needed and the circuit efficiency can be improved. Aiming at the problem that the DC bus voltage variation range of the proposed singlestage circuit needs to be regulated， the APWMPFM hybrid control strategy suitable for the proposed circuit was proposed and analyzed and the hybrid control principle and the control process were analyzed in detail. Finally， computer simulation was carried out and a 200 W experimental prototype was built up. In the range of input voltage 80-120 Vrms， when the duty cycle is 0.5， the maximum voltage gain is obtained to be 6.7， the power factor value of the prototype can be achieved to be higher than 0.990 in all line voltage ranges， the THD can be reduced to be lower than 15% and the DC bus voltage is regulated to be under 700 V to equilibrate the line characteristics and LLC performance. Under full load condition， the prototype efficiency can reach up to 93.20% when the input voltage is 110 Vrms. Compared with the traditional twostage converter， the voltage gain is increased by 2.21 times， high voltage gain and soft switching are achieved， the efficiency under lowvoltage input condition is effectively improved. The proposed circuit and control method have been proved to be effective by the simulation and experimental results.

Keywords：LED drivers; power factor correction; high gain Boost and LLC circuit integration; hybrid control strategy; soft switch

0"引"言

第四代電光源（light emitting diode，LED）具有壽命長(zhǎng)、節(jié)能、無(wú)污染、響應(yīng)速度快等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛用于照明領(lǐng)域。為了消除電網(wǎng)諧波污染、提高功率因數(shù)以滿足強(qiáng)制性輸入電流諧波限制標(biāo)準(zhǔn)，特別是針對(duì)照明設(shè)備的IEC1000-3-2 C類標(biāo)準(zhǔn)，通常LED驅(qū)動(dòng)電源系統(tǒng)包括前級(jí)功率因數(shù)校正（power factor correction，PFC）電路和后級(jí)直流直流（direct currentdirect current，DCDC）變換電路，前級(jí)實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正和為后級(jí)提供穩(wěn)定的直流母線電壓，后級(jí)DCDC電路給負(fù)載提供恒定輸出電壓/電流以適應(yīng)不同的場(chǎng)合[1-2]。為了解決導(dǎo)通損耗大、多級(jí)轉(zhuǎn)換效率低和常規(guī)電路電壓增益低的問(wèn)題，無(wú)橋高增益電路和單級(jí)LED驅(qū)動(dòng)電路近年來(lái)得到研究發(fā)展。

美國(guó)羅克韋爾公司在1983年首先提出了無(wú)橋PFC電路，大大降低了導(dǎo)通損耗[3-4]。后續(xù)因?yàn)椴煌瑧?yīng)用需求，陸續(xù)提出許多新型無(wú)橋PFC電路。圖騰柱無(wú)橋PFC電路采用兩個(gè)MOS管替代傳統(tǒng)二極管整流橋的一個(gè)橋臂，有效提高了效率，同時(shí)共模噪聲大大減弱[5-6]。文獻(xiàn)[7]提出了一種工作在連續(xù)導(dǎo)通（continuous conduction mode，CCM）模式的圖騰柱式無(wú)橋PFC，但存在使用器件較多、驅(qū)動(dòng)復(fù)雜等問(wèn)題。為此，許多研究人員選擇性能更好的GaN器件，以消除反向恢復(fù)問(wèn)題，降低導(dǎo)通損耗[8]。文獻(xiàn)[9]將多電平結(jié)構(gòu)引入無(wú)橋Boost PFC電路中，提出三電平無(wú)橋Boost PFC電路，降低了開關(guān)器件的電壓應(yīng)力，但存在著開關(guān)頻率不高、電路成本較高的問(wèn)題。文獻(xiàn)[10]通過(guò)采用雙向開關(guān)管提出了一種改進(jìn)的無(wú)橋倍壓型Boost PFC電路。但該電路器件較多，效率的進(jìn)一步提升受到了限制。文獻(xiàn)[11]提出具有倍壓特性的無(wú)橋雙電感交錯(cuò)Boost PFC電路。但該電路僅適用于低壓場(chǎng)合，同時(shí)開關(guān)頻率不高，限制其進(jìn)一步的應(yīng)用。

通常寬范圍電網(wǎng)輸入電壓為85～265 Vrms，在低壓（vin=85～135 Vrms）輸入時(shí)，輸入輸出電壓變比較大，現(xiàn)有PFC電路如Boost PFC電路為了實(shí)現(xiàn)恒壓輸出，因需要較大占空比而存在較大的導(dǎo)通損耗等，為改進(jìn)這些不足，高電壓增益的Boost 變換器得到研究。非隔離型高電壓增益變換器主要分為：級(jí)聯(lián)技術(shù)、開關(guān)電容技術(shù)、開關(guān)電感技術(shù)、抽頭/耦合電感技術(shù)、Z源技術(shù)等[12-19]。文獻(xiàn)[12]提出了級(jí)聯(lián)n個(gè)Boost單元的方法。然而當(dāng)級(jí)聯(lián)數(shù)目過(guò)多時(shí)，會(huì)造成變換器效率下降、元器件數(shù)目過(guò)多、控制復(fù)雜的問(wèn)題。文獻(xiàn)[13]通過(guò)整合復(fù)用開關(guān)管的方法，提出二次型變換器。文獻(xiàn)[14]提出了采用有源開關(guān)和電容構(gòu)成基本純開關(guān)升壓?jiǎn)卧?，不足之處是輸入和輸出電流脈動(dòng)大，輸出端要增加較大的濾波器。文獻(xiàn)[15]提出了多電平模塊化電壓鉗位式純開關(guān)電容升壓變換器，但是需要較多的開關(guān)器件及其驅(qū)動(dòng)電路，增加了電路復(fù)雜性。文獻(xiàn)[16]提出一種多單元開關(guān)電感/開關(guān)電容有源網(wǎng)絡(luò)升壓變換器，但是器件較多，電路結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜。文獻(xiàn)[17]提出將抽頭/耦合電感應(yīng)用到Boost變換器中，但是漏感會(huì)引起較大的電壓尖峰。文獻(xiàn)[18]通過(guò)增加一個(gè)輔助開關(guān)和電容，提出了有源鉗位抽頭/耦合電感Boost變換器，但是存在較大的電磁干擾問(wèn)題。文獻(xiàn)[19]提出了一種基于Z源結(jié)構(gòu)的高增益電路，但儲(chǔ)能元件如電感和電容數(shù)量較多。文獻(xiàn)[20]將二次型 Boost 應(yīng)用于PFC變換器，存在整流橋，限制了效率的進(jìn)一步提升。許多Boost電路與LLC電路集成的單級(jí)電路，主要分為帶有整流橋的Boost電路與LLC電路集成和不帶整流橋的無(wú)橋Boost電路與LLC電路集成兩種形式[21-23]。文獻(xiàn)[21]首次提出了集成Boost PFC電路與半橋 LLC電路的單級(jí)高功率因數(shù)變換器，但因母線電壓會(huì)大于兩倍輸入電壓峰值，造成器件電壓應(yīng)力較大的問(wèn)題。文獻(xiàn)[22]提出了圖騰柱無(wú)橋PFC和LLC集成的單級(jí)電路，然而該電路同樣存在著母線電壓隨輸入電壓變化，器件應(yīng)力過(guò)高的問(wèn)題。文獻(xiàn)[23]提出了一種新型的單級(jí)BoostLLC ACDC變換器，此單級(jí)電路通過(guò)在功率傳輸支路上插入電容，從而減低母線電壓應(yīng)力。但以上單級(jí)電路均存在低壓輸入條件下，電路電壓增益較低、占空比較大導(dǎo)致導(dǎo)通損耗大的問(wèn)題。

目前單級(jí)BoostLLC變換器對(duì)稱工作，電壓增益在2～3之間 [22，24]，文獻(xiàn)[22]所提出的單級(jí)無(wú)橋BoostLLC電路在90 Vrms輸入下效率可達(dá)92.2%（vin=90 Vrms，Po=200 W），文獻(xiàn)[24]所提出的BoostLLC電路效率可達(dá)91.6%（vin=90 Vrms，Po=200 W）。本文提出了一種ACDC無(wú)橋高電壓增益單級(jí)LED驅(qū)動(dòng)電路， PFC單元采用了基于二次型Boost PFC改進(jìn)的無(wú)橋二次型Boost PFC，在提高電壓增益的同時(shí)，進(jìn)一步提升了變換器的效率；DCDC單元采用了LLC電路，利用其軟開關(guān)特性提高電路效率。通過(guò)無(wú)橋二次型Boost PFC的開關(guān)管與LLC電路的下管復(fù)用集成為單級(jí)電路。本文分析所提出電路的工作原理、工作過(guò)程，推導(dǎo)電路的增益特性、網(wǎng)側(cè)特性和應(yīng)力特性等穩(wěn)態(tài)特性，并進(jìn)行電路關(guān)鍵參數(shù)的設(shè)計(jì)，同時(shí)對(duì)所提出電路設(shè)計(jì)一種不對(duì)稱脈沖寬度調(diào)制和脈沖頻率調(diào)制結(jié)合的混合控制策略（asymmetric pulse width modulationpulse frequency modulation，APWMPFM），解決直流母線電壓值變動(dòng)范圍大的問(wèn)題，并平衡網(wǎng)側(cè)特性和較高的轉(zhuǎn)換效率。具體設(shè)計(jì)分析了基于TMS320F28335型數(shù)字信號(hào)處理（digital signal processing，DSP）芯片的控制電路。最后進(jìn)行仿真分析和研制一臺(tái)200 W實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證所提出電路及其混合控制方法的有效性。

1"無(wú)橋高增益單級(jí)LED驅(qū)動(dòng)電路

1.1"電路結(jié)構(gòu)

本文提出一種單級(jí)無(wú)橋高增益單級(jí)諧振型LED驅(qū)動(dòng)電路，如圖1所示。此電路由輸入交流電源vin、升壓電感Lb1和Lb2、二極管D1和D3～D5（均為快恢復(fù)二極管）、整流二極管D2、MOS管S1～S3、第一電容C1、直流母線電容Cbus、諧振電容Cr、諧振電感Lr、高頻變壓器T等效模型（包括勵(lì)磁電感Lm、原邊繞組Np、副邊繞組Ns1和Ns2）、副邊輸出二極管Ds1和Ds2（均為快恢復(fù)二極管）以及輸出電容Co組成，經(jīng)過(guò)對(duì)MOS管S3的復(fù)用，將無(wú)橋二次型Boost電路和LLC電路內(nèi)在集成為單級(jí)電路，實(shí)現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通（zero voltage switch，ZVS）軟開關(guān)，降低了開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗，提高了電路電壓增益和轉(zhuǎn)換效率。

1.2"電路工作原理

為簡(jiǎn)化分析作如下假設(shè)：

1）所述電路中所有二極管、MOS管、電感和電容均為理想器件；

2）電容C1和Cbus足夠大，電容電壓紋波遠(yuǎn)小于其直流電壓值；

3）開關(guān)變換器的工作頻率為fs，周期T=1/fs，工作頻率遠(yuǎn)大于交流電源頻率，因此，假設(shè)在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，輸入電壓近似不變；

以工頻正半周的4個(gè)模態(tài)為例進(jìn)行分析，電路主要工作波形如圖2所示。其開關(guān)周期各工作模態(tài)等效電路如圖3所示，圖3中的虛線為電流流通路徑。

根據(jù)LLC電路的工作特點(diǎn)，存在兩個(gè)諧振頻率fr1和fr，本文均以電路工作在fr1 lt;fs lt;fr區(qū)域進(jìn)行分析，有：

式中：Cr為諧振電容；Lr為諧振電感；Lm為勵(lì)磁電感。

模態(tài)1[t0lt;tlt;t1]：如圖3（a）所示。t0時(shí)刻之前處于死區(qū)時(shí)間，MOS管S1、S2和S3均關(guān)斷。諧振電流流經(jīng)MOS管S3的體二極管，為S3的零電壓導(dǎo)通做準(zhǔn)備。從t0時(shí)刻開始，MOS管S1零電流導(dǎo)通，MOS管S3零電壓導(dǎo)通，電感Lb1充電，iLb1上升斜率為vin/Lb1；電感Lb2充電，iLb2上升斜率為Vc1/Lb2。此階段輸出二極管Ds2導(dǎo)通，LLC電路勵(lì)磁電感兩端電壓被輸出電壓鉗位，不參與諧振，二極管Ds1截止，副邊繞組Ns2給輸出電容Co和LED負(fù)載供電。可以得到

t1時(shí)刻，勵(lì)磁電感電流iLm下降至最小且勵(lì)磁電流iLm與諧振電流ir相等，副邊二極管Ds2零電流關(guān)斷（zero current switch，ZCS）。電感Lb1的電流iLb1和電感Lb2的電流iLb2上升到最大，MOS管S1的電流iS1和MOS管S3的電流iS3上升到最大。

模態(tài)2[t1lt; tlt;t2]：如圖3（b）所示。從t1時(shí)刻開始，MOS管S1、S3關(guān)斷，電感Lb1放電，iLb1下降斜率為（vin-Vc1）/Lb1；電感Lb2放電，iLb2下降斜率為（Vc1-Vbus）/ Lb2?？梢缘玫剑?/p>

LLC電路單元輸出二極管Ds1、Ds2保持關(guān)斷，MOS管S2的結(jié)電容與諧振電感諧振放電，為MOS管S2的零電壓導(dǎo)通做準(zhǔn)備，LED燈負(fù)載由輸出電容Co供電。勵(lì)磁電感Lm、諧振電感Lr與諧振電容Cr參與諧振，勵(lì)磁電感電流iLm與諧振電流ir一致，近似為恒定。

t2時(shí)刻，電感Lb1電流iLb1、電感Lb2電流iLb2繼續(xù)下降，LLC電路單元輸出二極管Ds1、Ds2保持關(guān)斷，勵(lì)磁電感電流iLm與諧振電流ir仍然保持一致。

模態(tài)3[t2lt;tlt;t3]：如圖3（c）所示。t2時(shí)刻，MOS管S2零電壓導(dǎo)通，電感Lb1繼續(xù)放電，電感Lb2繼續(xù)放電。其工作狀態(tài)與模態(tài)2相同。t3時(shí)刻之前，iLb1、iLb2下降到0?？梢缘玫剑?/p>

LLC電路單元輸出二極管Ds1導(dǎo)通，副邊繞組Ns1給輸出電容Co和LED燈負(fù)載供電。在此階段二極管Ds1電流iDs1表達(dá)式與式（7）相同。

t3時(shí)刻，電感Lb1電流iLb1、電感Lb2電流iLb2為0，勵(lì)磁電感電流iLm上升到最大且勵(lì)磁電感電流iLm與諧振電流ir相同。輸出二極管Ds1電流iDs1下降為0。

模態(tài)4[t3lt;tlt;t4]：如圖3（d）所示。t3時(shí)刻，MOS管S2關(guān)斷，輸出二極管Ds1零電流關(guān)斷，MOS管S3的結(jié)電容與諧振電感諧振放電，為S3的零電壓導(dǎo)通做準(zhǔn)備，LED燈負(fù)載由輸出電容Co供電。在此期間內(nèi)勵(lì)磁電感Lm、諧振電感Lr與諧振電容Cr參與諧振，勵(lì)磁電感電流iLm與諧振電流ir一致，近似為恒定。

t4時(shí)刻，輸出二極管Ds1、Ds2保持關(guān)斷，勵(lì)磁電感電流iLm與諧振電流ir仍然保持一致并且流經(jīng)MOS管S3為其零電壓導(dǎo)通做準(zhǔn)備，同時(shí)MOS管S1零電流導(dǎo)通。t4相當(dāng)于t0時(shí)刻，因此t4之后電路重復(fù)模態(tài)1，周而復(fù)始。

1.3"穩(wěn)態(tài)特性分析

1.3.1"直流母線電壓增益

無(wú)橋二次型Boost PFC電路單元等效電路圖如圖4所示。

1.3.3"應(yīng)力特性

根據(jù)1.2節(jié)的分析，可以給出變換器各功率器件的電壓應(yīng)力。

2"一種APWMPFM數(shù)字混合控制策略

2.1"雙閉環(huán)控制原理

本文提出一種混合APWMPFM控制方法，如圖5所示。

在低壓輸入范圍，直流母線電壓反饋采樣值低于參考值Vbus_ref（對(duì)應(yīng)直流母線電壓700 V），此時(shí)混合控制電壓環(huán)不工作，占空比維持在0.5，直流母線電壓隨著交流輸入電壓的增大而增大，僅由電流環(huán)反饋控制調(diào)節(jié)開關(guān)頻率fs實(shí)現(xiàn)恒流輸出，電路為典型PFM控制。在高壓輸入范圍，直流母線電壓反饋采樣值高于參考值Vbus_ref，電壓環(huán)投入工作來(lái)實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)MOS管S1和S3的占空比d1從而控制直流母線電壓穩(wěn)定在期望輸出電壓（設(shè)定在700 V），此時(shí)為APWMPFM混合控制模式。

2.2"直流母線電壓控制設(shè)計(jì)

基于平衡網(wǎng)側(cè)特性和LLC電路特性，選擇一個(gè)合適的母線電壓Vbus非常關(guān)鍵。由式 （26）可得到PF與輸入電壓vin、母線電壓Vbus關(guān)系的關(guān)系圖，如圖6所示。由圖6可知，變換器PF值隨交流輸入電壓的增大而減小。其中，在Vbus較小時(shí)，隨著交流輸入電壓的上升，PF值迅速下降，而在Vbus較大時(shí)，交流輸入電壓的上升對(duì)PF值的影響較小。因此，可以通過(guò)增大Vbus來(lái)提高變換器的PF值。但當(dāng)PF值較高時(shí)，繼續(xù)增大Vbus對(duì)提高PF值的效果有限，反而會(huì)增加器件應(yīng)力。從圖6可知，設(shè)定PF值在0.99以上，則在最高120 Vrms輸入時(shí)，母線電壓需要設(shè)定在700 V以上，在最低輸入80 Vrms時(shí)，母線電壓需要設(shè)定在480 V以上。

由于在APWMPFM控制策略中加入了占空比d1這個(gè)變量，因此LLC電路的電壓增益和占空比呈一定的關(guān)系。此時(shí)LLC電路的直流增益Gdc1為

3"關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1"電感設(shè)計(jì)

首先需要保證電感Lb1工作于非連續(xù)導(dǎo)通（discontinuous conduction mode，DCM）模式，其臨界最大電感量為

由式（34）可繪制得到圖7，可以看出，直流母線電壓Vbus隨著Lb2/Lb1的比值增大而增大。根據(jù)最小輸入電壓確定Lb2/Lb1的比值。由式（33）可以確定電感Lb1的電感量，代入Lb2/Lb1的比值即可得到電感Lb2的電感量。

3.2"變壓器設(shè)計(jì)

由AP法公式可計(jì)算變壓器磁芯的APT為

式中：ΔB為磁感應(yīng)強(qiáng)度峰值；系數(shù)Ka為磁芯窗口利用系數(shù)。

為了使磁芯最大磁密低于設(shè)計(jì)值，變壓器原邊繞組匝數(shù)需滿足：

式中Ae為磁芯有效截面積。代入計(jì)算可得到變壓器原副邊繞組匝數(shù)Np、Ns。

由式（3）和式（7）可得到流過(guò)副邊輸出二極管Ds1、Ds2電流有效值和諧振電流有效值分別為：

將式（37）代入下式可得到變壓器原副邊繞組截面積為：

式中J為電流密度。根據(jù)計(jì)算結(jié)果可選擇合適的原副邊繞組絲包線線徑。

3.3"電容設(shè)計(jì)

PFC電路的輸出電壓中都不可以避免地帶有二倍工頻交流分量，輸出電容的電壓波動(dòng)主要就由其引起。本文設(shè)計(jì)第一電容C1的電壓紋波小于5%，由下式可計(jì)算得第一電容C1最小值為

式中：Δt為維持時(shí)間；Vc1_max和Vc1_min分別為穩(wěn)態(tài)二倍工頻周期內(nèi)第一電容的最高值和最低值。

一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)母線電容Cbus的儲(chǔ)能為

式中ΔiLb2為電感Lb2的電流紋波。

要使得電感電流的變化對(duì)電容電壓紋波的影響在200 mA以內(nèi)，由C=Q/U可以得到母線電容滿足：

4"仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本文所設(shè)計(jì)的仿真電路和實(shí)驗(yàn)樣機(jī)關(guān)鍵參數(shù)如表1所示。

4.1"仿真結(jié)果

4.1.1"網(wǎng)側(cè)特性

圖8為電路在滿載條件下，在設(shè)定交流輸入電壓范圍內(nèi)的輸入電壓、電流波形，并標(biāo)注PF與總諧波失真（total harmonic distortion，THD）值。從圖8中可以看出，在不同輸入條件下輸入電流iin均保持較好的正弦度和較小的相位偏移。

4.1.2"軟開關(guān)特性

圖9為滿載條件下、不同交流輸入時(shí)，MOS管S2軟開關(guān)特性。從仿真波形圖中可以看出，MOS管S2在滿載條件下，在設(shè)定交流輸入電壓范圍內(nèi)，均實(shí)現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通，由于有電感iLb2流經(jīng)MOS管S2放電，因此能比較容易地實(shí)現(xiàn)S2的零電壓導(dǎo)通。

圖10為滿載條件下、不同交流輸入時(shí)，MOS管S3軟開關(guān)特性，從仿真波形圖中可以看出，MOS管S3在滿載條件下，在設(shè)定交流輸入電壓范圍內(nèi)，均實(shí)現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通。

圖11為滿載條件下，輸出二極管Ds1、Ds2電壓和電流在不同輸入電壓時(shí)的波形圖。可以看出，在滿載條件下，在設(shè)定電源電壓范圍內(nèi)，Ds1和Ds2均實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷。當(dāng)輸入電壓有效值超過(guò)100 V時(shí)進(jìn)入了混合控制工作狀態(tài)，會(huì)出現(xiàn)副邊輸出電路不一致的現(xiàn)象，這種現(xiàn)象隨著電源電壓的上升而越發(fā)明顯，與理論分析一致。

4.2"實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本文采用基于DSP28335數(shù)字芯片，對(duì)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行性能測(cè)試與分析。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)如圖12所示。

4.2.1"網(wǎng)側(cè)特性

圖13（a）～圖13（c）和圖13（d）～圖13（f）分別為電路在滿載和20%載條件下，輸入電壓范圍內(nèi)的輸入電壓、電流波形。圖14為滿載條件下的PF和THD曲線。從圖13中可以看出，在滿載和20%載的情況下，在不同輸入電壓下輸入電流iin均保持較好的正弦度和較小的相位偏移。滿載條件下，整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)，樣機(jī)的PF值均高于0.990，THD均低于15%。從圖14可以看出，隨著輸入電壓的增大，PF呈現(xiàn)下降的趨勢(shì)，THD呈現(xiàn)上升的趨勢(shì)。

4.2.2"軟開關(guān)特性

圖15（a）～圖15（c）和圖15（d）～圖15（f）分別為滿載和20%載條件下、不同交流輸入時(shí)，MOS管S2軟開關(guān)特性。

由圖15可以看出，MOS管S2在滿載和20%載條件下，在設(shè)定交流輸入電壓范圍內(nèi)均實(shí)現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通，特別是在輸入電壓為120 Vrms時(shí)，APWMPFM控制已經(jīng)介入控制，MOS管S2仍良好地實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)。由于有電感電流iLb2經(jīng)過(guò)MOS管S2放電，因此能比較容易地實(shí)現(xiàn)S2的零電壓導(dǎo)通。輕載情況下占空比越來(lái)越偏離0.5，LLC單元愈發(fā)工作在不對(duì)稱狀態(tài)。

圖16（a）～圖16（c）和圖16（d）～圖16（f）分別為滿載和20%載條件下、不同交流輸入時(shí)，MOS管S3軟開關(guān)特性。從圖16中可以看出，MOS管S3在滿載和20%載條件下，在設(shè)定交流輸入電壓范圍內(nèi)均實(shí)現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通。輕載情況下占空比越來(lái)越偏離0.5，LLC單元愈發(fā)工作在不對(duì)稱狀態(tài)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論及仿真分析一致。

圖17（a）～圖17（c）和圖17（d）～圖17（f）分別為滿載和20%載條件下、不同輸入電壓時(shí)，輸出二極管電壓與電流波形。

從圖17中可以看出，在滿載和20%載條件下，在設(shè)定輸入電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)了輸出二極管的零電流關(guān)斷，由于采用了APWMPFM的控制策略，輸出二極管電流不一致的現(xiàn)象隨著交流輸入電壓的增大而越來(lái)越明顯，當(dāng)二極管電流下降為0時(shí)，由于副邊繞組的漏感和二極管結(jié)電容發(fā)生諧振，因此二極管兩端的電壓產(chǎn)生較大的震蕩。輕載條件下，占空比遠(yuǎn)離0.5，因此輸出二極管Ds1只流過(guò)很小的電流。該實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論及仿真分析基本一致。

4.2.3"整機(jī)效率曲線

圖18（a）為滿載情況下，樣機(jī)滿載效率隨輸入電壓變化曲線。圖18（b）為額定110 Vrms輸入時(shí)樣機(jī)效率隨輸出功率變化曲線。從圖18（a）中可以看出，在所設(shè)計(jì)輸入電壓范圍內(nèi)，樣機(jī)效率均超過(guò)91.5%，滿足設(shè)計(jì)要求。當(dāng)輸入電壓為110 Vrms時(shí)，變換器效率達(dá)到最高，為93.20%。從圖18（b）可以看出，樣機(jī)效率隨著輸出功率的增加而增加，其中60%載時(shí)，樣機(jī)效率可達(dá)91.30%，最小20%載時(shí)，樣機(jī)效率為86.30%。

5"結(jié)"論

本文針對(duì)交流電網(wǎng)低壓輸入的應(yīng)用場(chǎng)合，提出一種由改進(jìn)二次型Boost PFC電路和LLC電路集成的無(wú)橋高增益單級(jí)LED驅(qū)動(dòng)電路，通過(guò)理論分析、計(jì)算機(jī)仿真和樣機(jī)實(shí)驗(yàn)得到如下結(jié)論：

1）所提出的無(wú)橋高增益單級(jí)LED驅(qū)動(dòng)電路能夠有效提高低壓輸入條件下的電路電壓增益，從而減小低壓輸入條件下的導(dǎo)通損耗。

2）針對(duì)所提出單級(jí)電路的APWMPFM混合控制策略，基于平衡網(wǎng)側(cè)特性、應(yīng)力特性和LLC電路軟開關(guān)特性，可以有效控制直流母線電壓在合理范圍內(nèi)。

3）仿真與樣機(jī)實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，電路始終能夠?qū)崿F(xiàn)MOS管的零電壓導(dǎo)通與輸出二極管的零電流關(guān)斷。滿載情況下在輸入電壓范圍內(nèi)，樣機(jī)的PF值均高于0.990，THD均低于15%，效率均超過(guò)91%。在滿載條件下，輸入電壓110 Vrms時(shí)樣機(jī)效率最高達(dá)93.20%。

參 考 文 獻(xiàn)：

［1］"林維明，肖健，張亮亮．升壓型BoostPFC電路的頻率反走臨界電流控制[J]．電機(jī)與控制學(xué)報(bào)，2022，26（4）：66．

LIN Weiming，XIAO Jian，ZHANG Liangliang．Frequency reverse method in boundary current control of BoostPFC circuits [J]．Electric Machines and Control，2022，26（4）：66．

［2］"林國(guó)慶，占盆朋，陳偉．一種單級(jí)非隔離型無(wú)電解電容LED驅(qū)動(dòng)電路[J]. 電機(jī)與控制學(xué)報(bào)，2022，26（2）：82．

LIN Guoqing，ZHAN Penpeng，CHEN Wei. Singlestage nonisolated LED drive circuit without electrolytic capacitor [J]. Electric Machines and Control，2022，26（2）：82．

［3］"徐玉珍，萬(wàn)陸峰，金濤，等. 一種單級(jí)無(wú)橋Sepic_LLC變換器及其滑?？刂芠J]. 電機(jī)與控制學(xué)報(bào)，2022，26（9）：77．

XU Yuzhen，WAN Lufeng，JIN Tao，et al. Singlestage bridgeless Sepic_LLC converter and its sliding mode control [J]. Electric Machines and Control，2022，26（9）：77．

［4］"徐厚建. 臨界連續(xù)模式高效率無(wú)橋PFC整流器研究[D]．杭州：浙江大學(xué)，2018．

［5］"SU B，ZHANG J，LU Z. Totempole boost bridgeless pfc rectifier with simple zerocurrent detection and fullrange zvs operating at the boundary of dcm/ccm[J]．IEEE Transactions on Power Electronics，2011，26（2）：427．

［6］"DONG K，GUO Y，DU S，et al．A GaN totempole PFC converter with zerovoltageswitching PWM control[C]//2021 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition （APEC），June 14-June 17，2021，Phoenix，AZ，USA．2021：247-251．

［7］"章治國(guó)，李世鋒，李鑫，等．一種可工作于CCM模態(tài)的高效圖騰柱無(wú)橋PFC變換器[J]．中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2022，42（5）：1957．

ZHANG Zhiguo，LI Shifeng，LI Xin，et al．A high efficiency totempole bridgeless pfc converter in CCM mode [J]．Proceedings of the CSEE，2022，42（5）：1957．

［8］"ZHANG R，LIU S，LI B，et al．Totempole bridgeless boost pfc converter based on GaN HEMT for air conditioning applications[C]//2018 2nd IEEE Conference on Energy Internet and Energy System Integration （EI2）， October 20-22，2021，Beijing， China． 2018：1-9．

［9］"CHOI W Y，CHOI J Y，YOO J S．Singlestage bridgeless threelevel AC/DC converter with current doubler rectifier[C]//8th International Conference on Power Electronics，May 3-June 3，2011，Jeju，Korea．2011：2704-2708.

［10］"CHOI W Y，KWON J M，KWON B H．An improved bridgeless PFC boostdoubler rectifier with highefficiency[C]//IEEE Power Electronics Specialists Conference，June 15-19，2008，Rhodes，Greece．2008：1309-1313.

［11］"LIN W，CHAO H，GUO X J．A bridgeless interleaved PWM Boost rectifier with intrinsic voltagedoubler characteristic[C]//International Telecommunications Energy Conference，October 18-22，2009，Incheon，Korea．2009：1-6.

［12］"MORALESSALDANA J A，GUTIERREZ E E C，LEYVARAMOS J. Modeling of switchmode DCDC cascade converters[J]．IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems，2002，38（1）：295．

［13］"MAKSIMOVIC D，CUK S．Switching converters with wide DC conversion range[J]．IEEE Transactions on Power Electronics，1991，6（1）：151．

［14］"WEI Qian，DONG Cao，JORGE G，et al．A switchedcapacitor DCDC converter with high voltage gain and reduced component rating and count[J]．IEEE Transactions on Industrial Application，2012，48（4）：1937．

［15］"王挺，湯雨，何耀華，等．多單元開關(guān)電感/開關(guān)電容有源網(wǎng)絡(luò)變換器[J]．中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2014，34（6）：832．

WANG Ting，TANG Yu，HE Yaohua，et al．Multicell switchedinductor/switchedcapacitor activenetwork converter [J]．Proceedings of the CSEE，2014，34（6）：832．

［16］"尹華杰，丁杰，趙世偉．基于耦合電感與開關(guān)電容單元的高增益DC/DC變換器[J]．電機(jī)與控制學(xué)報(bào)，2021，25（11）：66．

YIN Huajie，DING Jie，ZHAO Shiwei．High stepup DC/DC converter based on coupled inductor and switched capacitor unit [J]．Electric Machines and Control，2021，25（11）：66．

［17］"LEE J J， CHO B H．A novel high stepup zerocurrentswitching tappedinductor boost converter[C]//IEEE Proceedings of ECCE，May 30-June 3，2011，Jeju，Korea．2011：1869-1872.

［18］"EVRAN F，AYDEMIR M T．Isolated high stepup DCDC converter with low voltage stress[J]．IEEE Transactions on Power Electronics，2014，29（7）：3591．

［19］"張旭．基于準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)的高增益DC/DC變換器研究[D]．重慶：重慶大學(xué)，2021．

［20］"楊平，許建平，董政，等．低輸入電感電流紋波二次型Boost PFC變換器[J]．中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2013，33（12）：32．

YANG Ping，XU Jianping，DONG Zheng，et al．Quadratic Boost power factor correction converters with small input inductor current ripple[J]．Proceedings of the CSEE，2013，33（12）：32．

［21］"LAI C M，LEE R C．A singlestage AC/DC LLC resonant converter[C]//IEEE International Conference on Industrial Technology，December 15-17，2006，Mumbai，India． 2006：1386-1390.

［22］"CHOI W Y，YU W S，LAI J S J. A novel bridgeless singlestage halfbridge AC/DC converter[C]//Applied Power Electronics Conference and Exposition （APEC），F(xiàn)ebruary 21-25，2010，Palm Spring，CA，USA．2010：42-46.

［23］"YU D，XIE X，DONG H．A novel quasi singlestage BoostLLC AC/DC converter with integrated Boost cells for achieving low bus voltage for LED driver[J]．IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics，2021，10（4）：4413．

［24］"WU T F，HUNG J C，TSENG S Y，et al. A singlestage fast regulator with PFC based on an asymmetrical halfbridge topology[J]．IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2005，52（1）：139.

（編輯：邱赫男）

收稿日期： 2022-11-16

基金項(xiàng)目：福建省科技廳高校產(chǎn)學(xué)重大項(xiàng)目（2014H6012）

作者簡(jiǎn)介：劉光清（1998—），男，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼兞骷夹g(shù)；

林維明（1964—），男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼兞骷夹g(shù)；

陳欣瑋（1998—），男，碩士，研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼兞骷夹g(shù)。

通信作者：林維明