商諾諾，梁 艷，翟恒峰，原浩娟

（1.91550部隊，遼寧 大連，116023；2.上海航天電子技術研究所，上海，201109）

0 引 言

雷達信號脈內特征分析技術已成為雷達對抗偵察系統(tǒng)中的關鍵技術之一，是識別雷達輻射源個體及其所屬武器平臺和系統(tǒng)的重要手段。傳統(tǒng)的雷達信號分析主要是對脈沖幅度、到達時間、到達方位、脈寬、載頻五個參數(shù)進行提取。而在如今的復雜環(huán)境下，雷達信號模式發(fā)生較大的變化，通過對載頻進行復雜的調制，以提高雷達系統(tǒng)抗噪聲和抗干擾的能力，具有更強的保密性。對于電子偵察系統(tǒng)來說，對截獲雷達信號只進行脈沖信息的提取往往是不夠的，需要對包括脈內細微特征在內的雷達完整信號進行分析，以提高系統(tǒng)的分析和識別能力［1］。本文提出了一種利于工程實現(xiàn)的脈沖特征提取方法，其算法流程簡單易行，同時對細微特征的檢測也有較高的精度。

1 雷達信號脈沖參數(shù)特征提取原理流程

脈沖參數(shù)特征提取的原理框圖如圖1所示。

圖1 脈沖參數(shù)特征提取方案流程Fig.1 Process of feature extraction of pulse parameters

由電子偵察數(shù)字接收機DBF系統(tǒng)形成多路波束，通過一個波束選擇器選擇一路功率最大的波束送到數(shù)字信道化濾波器中，進行信道化瞬時測頻等參數(shù)估計。采用這種方案只需要對一路波束進行頻域信道化，硬件實現(xiàn)相對簡單，但是只能對特定方向的同時到達信號進行頻域分離。同時，波束選擇器還可對所需的波束進行DBF測向。最后電子偵察接收機將測得的雷達信號脈沖包送到脈沖編碼進行脈沖描述字的輸出，并且將脈沖包（含時域數(shù)據(jù)）直接輸出給后續(xù)的處理機，由處理機對可疑目標進行更加詳細的脈內特征分析。由于該處理流程在脈沖信號檢測前進行了波束合成，即利用了空間上的相干增益，有利于對弱信號進行檢測。

1.1 基于DFT濾波器組的信道化結構的設計

本文采用數(shù)字信道化技術實現(xiàn)頻域上信號的分離以及完成降速率的過程。同時，通過壓縮每個子信道的噪聲帶寬來提高被截獲信號的信噪比。信道化濾波器組采用一種無盲區(qū)少交疊的均勻信道化濾波器組結構［2－3］，如圖2所示。針對濾波器過渡帶引起的模糊問題可利用相鄰信道輸出的幅度特性，并采用DIFM（數(shù)字瞬時測頻）方法判斷信號所在的真實信道。

圖2 復信號的多相DFT濾波器組信道化結構Fig.2 Multiphase DFT filter bank channelized structure of complex signal

圖3 中輸入被偵查信號為SNR＝0dB的單頻信號（420 MHz）和LFM 信號（790 MHz），從第5信道和第2信道的觀測結果可以看出，信道化處理除了具有分離頻域上多個信號的作用之外，形成若干個子信道，完成降速率的過程，使得對抗多個同時到達信號成為可能，并且通過壓縮每個子信道的噪聲帶寬來提高被截獲信號的信噪比。

圖3 數(shù)字信道化分選各信道信號（紅色—單頻信號、綠色—LFM信號）Fig.3 Digital Channelization for the selection of each channel signal（red-sine wave signal，green-LFM signal）

1.2 一階相位差分法瞬時測頻、測相

本文采用一階相位差分法瞬時測頻的方法，具體實現(xiàn)過程如圖4所示。

由于信號的瞬時頻率可表示為

則在數(shù)字域瞬時頻率

式中：Ts為采樣時間間隔，D為抽取倍數(shù)。但是由于正弦周期信號的瞬時相位被限定在［－π，π］之間，會造成相位差的不連續(xù)性，導致出現(xiàn)相位模糊現(xiàn)象，因此還需將得到的瞬時頻率進行解模糊處理［4］。

圖5為單載頻信號和LFM信號輸出的瞬時頻率時頻分析結果，可以直觀地從時頻分析圖中完整地描述出各信號的調制信息、載頻以及調頻斜率和起始頻率等細微特征信息。同時，通過對矢量信號的虛部與實部比值的反正切可得到信號瞬時相位，通過該區(qū)域數(shù)據(jù)分析脈內相位調制情況能判斷信號調制類型、測量碼元長度和信號編碼規(guī)律［5］。

圖4 瞬時測頻實現(xiàn)框圖Fig.4 Processing flow of instantaneous frequency measurement

圖5 SNR＝5dB單載頻信號和LFM信號輸出的瞬時頻率Fig.5 SNR＝5dB Instantaneous frequency of sine wave signal and LFM signal

1.3 數(shù)字脈沖檢測

本方案采用全數(shù)字的脈沖檢測方式，主要利用信號的瞬時幅度信息，采用靈活的門限判決技術和自相關包絡提取技術，檢測出輸入脈沖信號的上升／下降沿，得到精確度很高的全頻脈沖信號。同時，采用二次峰值檢測方法可對輸入脈沖調制信號的上升沿和下降沿的拖尾現(xiàn)象進行精確校正，并有效地抑制“兔耳效應”帶來的影響，為后端雷達偵察系統(tǒng)的測量和同步提供穩(wěn)定的參考信號［3］。根據(jù)檢出的精確的全頻脈沖信號可以很精確地得到脈沖信號包絡、脈沖寬度（PW）和到達時間（TOA）等重要的脈沖描述字信息。圖6為數(shù)字脈沖檢測原理流程，圖7為不同信道信號包絡檢測結果。從圖7中可以看出，對于低信噪比的弱信號，采用改進的基于時延的自相關包絡提取算法能檢測獲取完整有效的脈沖信號包絡。因此，本文采用的數(shù)字脈沖檢測處理方法具有體積小、精度高、穩(wěn)定性和可控性強、算法能力強、調整方便等優(yōu)點。

圖6 數(shù)字脈沖檢測框圖Fig.6 The principle of digital pulse detection

圖7 SNR＝－5 dB時采用改進自相關方法得到的脈沖包絡Fig.7 SNR＝－5 dB the pulse envelope obtained by the improved self-correlation method

2 信道間數(shù)據(jù)融合

數(shù)字信道化接收機為了連續(xù)覆蓋瞬時帶寬，相鄰信道的濾波器在頻域上必須有重疊。在這樣的濾波器組設計下，當信號落入圖8（a）中標注的陰影區(qū)域，即使是單載頻信號也會在兩個相鄰的信道內有輸出，其中一個信道的輸出是虛假輸出，這就是信道化接收機的單載頻信號跨信道輸出問題。另一類跨信道問題是由調制（FM）信號引起的［6］。如圖8（b）所示，因為FM信號的頻率是隨時間變化的，具有較大的帶寬，所以會在幾個連續(xù)信道先后分裂輸出。

顯然，F(xiàn)M信號的跨信道問題比單載頻信號的跨信道問題復雜，而且其跨信道輸出，既有濾波器過渡帶產(chǎn)生的虛假輸出，又有由于頻率隨時間變化帶來的正常的跨信道輸出。所以對于FM信號的跨信道輸出，除了剔除虛假輸出樣本，還要合并正確的跨信道輸出樣本。

針對單載頻信號的跨信道問題，可以利用信道化處理之后的瞬時頻率信息進行判別。該方法估計每個子信道k在m時刻輸出的瞬時頻率f（k，m），當f（k，m）位于第k個濾波器的通帶范圍內時（－1／2K，1／2K），認為信號位于第k個信道內，如果位于過渡帶范圍內則認為信號不在第k個信道內。該方法的問題在于，當輸入信號疊加有噪聲的時候，瞬時頻率測量值是噪聲和信號頻率綜合的結果，隨著噪聲的變化而在濾波器組的某個區(qū)域內隨時間變化。當輸入信號的頻率落在－1／2K或者1／2K附近時，其瞬時頻率就會在－1／2K或者1／2K兩側隨機波動，用固定的瞬時頻率門限去檢測時，會出現(xiàn)脈沖分裂現(xiàn)象，使該方法無法正常發(fā)揮作用。而對于FM信號跨信道的問題，該方法也不具備合并多個跨信道輸出的能力。因此，采用一種信號集合更新模型，用于解決環(huán)境噪聲中單載頻和FM信號跨信道輸出的問題。

圖8 相鄰信道信號跨信道輸出現(xiàn)象Fig.8 The phenomenon of cross channel output of adjacent channel signals

2.1 信號集合更新模型

信號集合更新模型如圖9所示。

圖9 基于信道化結構的信號集合更新模型Fig.9 Signal set updating model based on channelized structure

SI是數(shù)字信道化結構輸入信號的集合，可能包含同時到達信號，并帶有噪聲。經(jīng)過數(shù)字信道化處理單元后得到SC［6］。首先，對m時刻SC各信道的元素進行幅度門限檢測，對于沒有過門限，不參與剩余的信號的判定操作。對m時刻元素歸一化后的瞬時頻率值（后面簡述為DIFM值）與0.5（歸一化后的中心頻率值）進行比較，并根據(jù)比較的結果對SO進行更新，得到m時刻的SO。當輸入信號在信道k的DIFM值輸出滿足｜fmk｜＜0.5的條件，信道判決認為該信號屬于信道k；否則，若fmk＜－0.5判定該信號屬于信道k－1；若fmk＞0.5判定該信號屬于信道k＋1。

2.2 跨信道判別

對于更新后m時刻的信號元素與前m－1時刻的信號元素進行判別，若m時刻k信道的元素與m－1時刻k＋1（或k－1）信道元素的DIFM值的絕對差值小于閾值ET，則將m時刻的信號元素與m－1時刻k＋1（或k－1）信道元素合并為同一個信號元素。以同時到達的多個單頻和窄寬頻信號為例說明跨信道判別的處理。

1）同時到達多個單頻（窄帶）信號

以同時到達兩個輸入單頻（窄帶）信號的情況為例，如圖10所示，信號1與信號2分別在相鄰的信道A與信道B產(chǎn)生響應，由于相鄰信道間會有虛假輸出，使得相鄰信道的瞬時頻率響應產(chǎn)生疊加，造成信號的誤判?？梢园瓷鲜鏊惴?，同時采用幅度判別來區(qū)別這種同時到達的兩個信號頻率分辨率小于一個信道寬度的信號。

圖10 相鄰信道同時到達兩個輸入單頻（窄帶）信號的情況Fig.10 Two input single frequency（narrowband）signals arrive at adjacent channels simultaneously

若同時到達的兩個輸入單頻（窄帶）信號分別在兩個信道中輸出，且這兩個信號頻率間隔一個信號寬度，如圖11所示，則信號1在信道A和信道B產(chǎn)生響應，信號2在信道B和信道C產(chǎn)生響應。如果信號1和信號2的頻率間隔超過一個子信道的寬度，則信號1和信號2將分別落在A信道和C信道這兩個不相鄰的判決區(qū)域內。這時可以根據(jù)A信道和C信道的輸出分別測算出這兩個信號的頻率。但對于在B信道產(chǎn)生的疊加響應可能會對兩個信號的到達時間產(chǎn)生誤判，對于此種情況的誤判建議采用非實時處理進行判別。

圖11 不同信道同時到達兩個輸入單頻（窄帶）信號的情況Fig.11 Two input single frequency（narrow-band）signals arrive at different channels simultaneously

如果信號1和信號2的頻率間隔小于一個子信道的寬度，則信號1和信號2將可能同時落在B信道的判決區(qū)域內，如圖12所示。這時B信道的輸出是信號1和信號2的疊加。在后端進行相位法瞬時測頻的實時處理方案下，無法處理子信道內的同時到達信號，容易出現(xiàn)較大的測頻誤差，同時也不能測出正確的信號到達時間。因此在數(shù)字信道化與瞬時測頻的實時測頻體制下，同時到達信號的頻率分辨率大于1個子信道的寬度。

圖12 兩個輸入單頻（窄帶）信號同時到達同一信道的情況Fig.12 Two input single frequency（narrow-band）signals arrive at the same channel simultaneously

如果要想對同一子信道內部的同時到達信號進行進一步處理，需要在數(shù)字信道化之后采用更加復雜的信號處理方案，而且信道判決的復雜度也大大增加。這在實際系統(tǒng)中很難實時實現(xiàn)，建議采用非實時的方式處理。

2）窄瞬時帶寬的跨信道信號

對于跨信道信號的信道判決和數(shù)據(jù)融合問題，可以根據(jù)瞬時帶寬的情況來進行討論。一種是瞬時帶寬較窄（小于子信道的寬度）的跨信道信號，例如調頻信號和跳頻信號，在任何一個瞬時時刻，信號都可以等效成一個單頻（窄帶）信號，如圖13所示。這種情況相對容易處理。數(shù)字信道化實際上進行的是短時傅立葉變換，是一種很好的時頻分析工具，因此完全可以按照單個單頻（窄帶）信號的判決模式進行處理。但是需要注意以下兩點：

（1）考慮到這種信號的存在，在對輸入信號進行瞬時測頻的時候，不能采用整個脈沖平均的方式，而應該對瞬時測頻的結果進行線性回歸處理，以解算脈內信號頻率的變化規(guī)律。

（2）在信號跨越信道的時候（如圖8所示），會出現(xiàn)信號斷裂的情況，即系統(tǒng)會將信號落在不同判決區(qū)域的部分看成是不同的信號。因此這時按照上述的跨信道判別準則，進行時域和頻域的“拼接”工作，以免出現(xiàn)誤判。

圖13 窄瞬時帶寬的跨信道信號（以線性調頻信號為例）Fig.13 Cross channel signal with narrow instantaneous bandwidth（taking LFM signal as an example）

3 計算機仿真和分析

下面以線性調頻信號和單頻信號混合雷達信號模型為例，分析其脈內調制特性，運用MATLAB仿真驗證測試平臺進行算法流程驗證。仿真實驗測試選用以下兩種信號：單頻580 MHz的正弦信號，信號達到時間TOA1＝5.5μs，脈寬PW1＝5μs；中頻f0為790 MHz的LFM信號，帶寬B＝40 MHz，信號達到時間TOA2＝7.5μs，脈寬PW2＝5μs。根據(jù)信道頻段的劃分，兩個信號應分別位于第1、2、4信道中，且LFM信號存在跨信道的問題，橫跨1、2信道。如圖14的時頻分析圖，根據(jù)上述的信號集合更新模型和跨信道判別方法測得：

1）信號1的頻率f＝580.01 MHz；信號到達時間TOA ＝5.279 4μs；脈寬PW ＝5.63μs。

2）信號2的頻率f0＝790.2 MHz；信號到達時間TOA ＝7.226 5μs；脈寬PW ＝5.59μs；帶寬B＝38.54 MHz。

最終的信號檢測結果如表1所示。從表1中可以看到，一共檢測到了2個信號，系統(tǒng)運行時間為143μs，可應用于偵察系統(tǒng)信號的實時檢測。

圖14 脈內信號檢測仿真結果Fig.14 Simulation results of intra-pulse analysis

表1 檢測信號脈內分析結果Tab.1 Intra-pulse analysis results of testing signals

4 結束語

通過仿真實驗數(shù)據(jù)結果可以看出，本文提出的脈沖特征提取方法不僅可完成常規(guī)脈沖特征的提取，同時對調頻斜率、初始頻率等脈內調制細微參數(shù)能進行高精度提取，且實現(xiàn)方法流程結構簡單，所涉及算法簡單易行，易于在大規(guī)模可編程器件中實現(xiàn)。該方法也可應用于不同平臺偵察系統(tǒng)精測接收機，具有廣闊的應用前景。