謝仕宏,梁 力,周 強

(陜西科技大學 電氣與控制工程學院,陜西 西安 710021)

0 引言

電機是工業(yè)、生產領域廣泛應用的基本動力源,它有許多優(yōu)點,例如簡單的結構,強大的環(huán)境適應能力.然而,目前的電機起動電流大、起動轉矩小,給負載啟動帶來不便.常用的軟起動器所依據的理論是電動機穩(wěn)態(tài)數學模型的調壓調速原理,在降低起動電流的同時也降低了起動轉矩.因此,具有高起動轉矩的軟起動設備的研發(fā)成為解決問題的關鍵.

感應電動機的軟起動技術是以特定的電路結構及其控制方法為基礎.對目前的電路結構采用新的控制方法,或對新的電路研究新的控制理論,是解決現有的軟起動技術問題的方向之一.改善觸發(fā)角度控制策略的感應電動機的軟起動技術,會產生轉矩下降,轉速波動等問題[1].在現有三相晶閘管改變相位調節(jié)電壓的基礎上引入空間電壓矢量理論來分析感應電機的電壓波形,利用對空間電壓矢量的排列組合,實現高起動轉矩的離散變頻軟起動控制,但是這種方法不易控制并且成本高昂[2,3].對變頻器電路拓撲結構進行改良,研究感應電機變頻軟起動的旁路切換方法,基于全控器件的斬波調壓加離散變頻的控制方法,能在一定程度上減小轉矩脈動,使電機平穩(wěn)的運行,提高了電機的啟動轉矩[4-6].晶閘管離散變頻應用于電機驅動的最佳觸發(fā)角計算方法,但其離散變頻的特點基本沒變且諧波含量較高,轉矩脈動較大[7].

目前,對于變頻器旁路分時切換的分析較少[8],本文提出了一種基于六邊形空間電壓矢量的兩相旁路分時切換控制的變頻軟起動控制策略,研究了180°方波逆變旁路分時切換控制方法,進行Simulink仿真,分析了該控制方法下的旁路切換電流響應.分時切換時電壓平衡性較好,轉子轉速及電磁轉矩平穩(wěn),極大的減小了電機的沖擊電流,防止切換過程變頻器發(fā)生短路故障.

1 感應電機軟起動控制及旁路切換原理

1.1 感應電機軟起動控制原理

根據感應電機變頻調速原理,感應電機同步轉速如式(1)所示.逐漸調整變頻器輸出電壓頻率,可以控制感應電機的轉速由低到高穩(wěn)步上升.

式(1)中:f1為定子電壓頻率,np為電機極對數.

感應電機變頻軟起動具有較大的起動轉矩,其基本原理如式(2)所示.在逐步調整變頻器輸出電壓的同時,保持Us/f1比恒定,可實現感應電機軟起動過程氣隙磁通恒定.再由式(3)可知,感應電機電磁轉矩等于定子電流與氣隙磁鏈的矢量積[9].因此,感應電機電磁轉矩正比于氣隙磁鏈的大小.由式(2)可知,感應電機軟起動過程 可以保持近似恒定的氣隙磁通.

式(2)中:Φm為氣隙磁通;Ug為定子電壓;Ns為定子每相繞組串聯(lián)匝數;kNs為定子基波繞組系數[10].

式(3)中:Te為電磁轉矩;為定子電流空間矢量;為氣隙磁鏈空間矢量.

在小電容變頻器感應電機變頻軟起動時,按Us/f1的值為常數逐步增加變頻器輸出電壓的頻率f1,使電機轉速穩(wěn)步上升,則可實現感應電機以額定轉矩起動,使電機轉速平穩(wěn)上升到額定轉速,實現起動電路小、起動轉矩大的目的[11].

1.2 感應電機系統(tǒng)旁路切換原理

感應電機系統(tǒng)旁路切換原理如圖1所示.定義逆變器開關向量S為(S1,S2,S3),Si=1(i=1,2,3)代表逆變器上橋臂對應開關元件導通、下橋臂開關元件關閉;Si=0(i=1,2,3)代表逆變器上橋臂對應開關元件關閉、下橋臂開關元件導通.

圖1 感應電機旁路切換原理

感應電機穩(wěn)態(tài)運行時,變頻器直流母線電壓近似為整流器輸出的六脈波電壓.根據三相不可控整流電路工作特性可知,每個六脈波電壓波頭持續(xù)期間,整流器有兩個二極管導通,每個電壓波頭即為對應時刻的輸入電源線電壓[12].三相輸入相電壓和導通二極管及理想狀態(tài)下變頻器直流母線六脈波電壓如圖2所示.變頻器等效電路如圖3(a)和(b)所示.

圖2 三相整流器導通時序圖

分析圖3可知,六脈波電壓期間,感應電機都存在兩相繞組等效與電網電壓直接相連,具備旁路切換操作條件,但第三相不滿足旁路切換的條件[13].

圖3 變頻器-感應電機系統(tǒng)瞬時等效電路

因此,本文提出一種兩相分時旁路切換操作方法.理論上,圖2(a)所示t1到t6區(qū)間都可以實現兩相旁路操作,以t1時間內分時旁路切換來說明其操作原理.

第一步變頻器驅動感應電機運行到工頻50 Hz,待電機運行穩(wěn)定后啟動旁路切換操作.

第二步檢測變頻器三相輸入電壓的相位和實際導通的晶閘管,逐步調整逆變器觸發(fā)脈沖相位,選擇符合圖3(a)或(b)所示導通條件的時刻完成感應電機a、b相繞組分時旁路切換[14].即調整逆變器觸發(fā)脈沖相位,當檢測到D1和D4導通,使逆變器開關向量為(1,0,0)或(1,0,1),閉合圖1所示開關KM21和KM22.

第三步檢測未進行旁路的電機c相電流,待該電流下降到零時或小到一定數值時斷開變頻器與感應電機之間開關KM11、KM12、KM13.根據圖2所示電壓波形可以看出,在t1時間內,電源C相電壓由正向負過零,若感應電機c相電流滯后電壓小于30°時,則t1時間內存在電流過零,則待電流下降到一定數值,并在t1時間內(3.33 ms)斷開變頻器與感應電機直接的開關KM11、KM12、KM13.

第四步閉合旁路開關KM23,完成旁路分時切換操作.

2 旁路分時切換過程感應電機兩相供電特性分析

旁路分時切換過程感應電機由三相供電運行變換到兩相旁路供電運行.為簡化分析過程,假定在分時切換到兩相供電運行之前感應電機已處于穩(wěn)態(tài),并取轉子角頻率近似等于同步角頻率[15].同時假定分時切換過程發(fā)生在圖2(a)所示t1區(qū)間.

取三相交流電源為

式(4)中:Um為三相電源相電壓峰值;ω1為三相電源角頻率;uA為電網A 相電壓;uB為電網B相電壓;uC為電網C相電壓.

假設感應電機在穩(wěn)態(tài)運行時由三相供電切換到兩相供電[16],電機a、b相導通、c相斷開,由圖3(a)或(b)建立α-β坐標系下a、b兩相供電感應電機數學模型,并取α軸與c相繞組軸線重合,如圖4所示,則根據正交變換可得:

圖4 兩相供電等效電路模型

式(9)中:isα,isβ為α-β坐標系下定子α,β軸電流;usα,usβ為α-β坐標系下定子α,β軸電壓;ia,ib,ic為感應電機a、b、c相電流;uAB為感應電機a、b相線電壓.再由式(4)可得a、b相線電壓:

靜止α-β坐標系下感應電機動態(tài)數學模型如下定子電壓方程:

式(11)～(13)中:P為微分算子;irα,irβ為α-β坐標系下轉子α,β軸電流;Ψsα,Ψsβ為α-β坐標系下定子α,β軸磁鏈;Ψrα,Ψrα為α-β坐標系下轉子α,β軸磁鏈;Ls為α-β坐標系下定子繞組電感;Lr為α-β坐標系下轉子繞組電感;Lm為定、轉子繞組互感;Rs為定子電阻;Rr為轉子電阻;ωr為轉子角速度.

根據式(4)、(11)、(12)、(13)可得:

由式(18)可以看出,其特征方程共有5個根,一個負實根,兩對共軛復數根.負實根對應直流衰減分量,一對共軛復數根s1,2=±jω1對應定子電壓激勵的響應,另一對共軛復根受轉子旋轉角頻率影響,即受反電動勢激勵的響應[17].以表1所示的感應電機參數為例,代入式(18),并假定切換前轉子轉速為額定轉速,以圖2(a)中t1起始時刻為計時零點,則θ0=-π/6,可得:

表1 22 kw電機參數

式(21)的結果顯示,定子a相電流包含三個分量.其中,一個是衰減速度較快的直流分量,仿真結果如圖5(a)所示;另一個是以定子角頻率變化的正弦衰減分量,其結果如圖5(b)所示;還有一個是以轉子角頻率變化的分量,其仿真結果如圖5(c)所示.總體的電流響應如圖5(d)所示.

圖5 三相到兩相切換定子電流響應

分析原因是在感應電機兩相供電時,電機受外部電源激勵,響應電流與外部激勵頻率相同,因此定子電流應包含按定子角頻率變化的正弦分量;其次,受感應電機機械慣性較大的影響,在切換過程轉子轉速變化較小,轉子磁鏈在定子繞組上的感應電勢形成回路電流,該電流按轉子旋轉角頻率變化;最后,直流衰減分量主要因為感應電機由三相供電切換到兩相供電時定子漏磁場儲能衰減所致,其衰減速度與漏磁場時間常數有關,因此根據電機的運行狀態(tài)來判斷分時切換的效果以及可行性[18].

3 旁路分時切換控制方法及仿真分析

假定圖1所示變頻器直流母線電壓為標準六脈波電壓,負載為純阻性負載,建立如圖6所示仿真模型.在圖6中,開關KM11、KM12、KM13以及KM21、KM22、KM23是由雙向晶閘管構成的快速開關,正反方向控制信號相同.分時旁路切換控制信號ctr2在(1.5+0.02*45/360)秒由低電平變?yōu)楦唠娖?閉合開關KM21和KM22,使感應電機a、b兩相旁路.分時旁路切換控制信號ctr1在(0.5+0.02*90/360)秒由高電平變?yōu)榈碗娖?斷開開關KM11、KM12和KM13,感應電機a、b相繞組由電源A、B相供電,感應電機c相繞組開路.旁路分時切換控制信號ctr3在(1.5+0.02*105/360)秒由低電平變?yōu)楦唠娖?閉合開關KM23,旁路切換過程結束,選擇負載30% 和空載旁路切換進行對比分析.

圖6 感應電機旁路分時切換仿真模型

3.1 基于180°方波逆變的分時旁路切換控制方法

基于180°方波逆變的分時旁路切換控制方法將脈沖寬度增加到180°,逆變器由兩相導通變成三相導通,可有效減小因電壓不對稱產生的負序分量.但基于180°方波逆變的旁路分時切換條件及其持續(xù)時間保護不變[19],同為3.33 ms.如圖7(b)所示,可以看出每一時刻逆變器都存在3個高電平觸發(fā)脈沖.

圖7 180°方波逆變觸發(fā)原理

根據上述分析,制定180°方波逆變的旁路分時切換控制方法如下[20]:

第一步待電機穩(wěn)態(tài)運行后,檢測三相電源電壓相位,逐步調整180°方波逆變控制脈沖相位如圖7所示.

第二步當D1、D4導通,ug1和ug4為高電平時旁路圖1所示的KM21和KM22.

第三步檢測電機c相電流,當c相電流下降到零時斷開變頻器與感應電機之間開關KM11、KM12、KM13.

第四步閉合旁路開關KM23,完成旁路切換操作.

3.2 基于180°方波逆變的旁路分時切換仿真分析

根據圖7所示觸發(fā)脈沖,建立基于180°方波逆變控制的小電容變頻器感應電機系統(tǒng)旁路分時切換仿真模型,仿真結果如圖8～13所示.

圖8和圖9為基于180°方波逆變控制的感應電機系統(tǒng)空載時和負載30%時感應電機定子三相電流.從圖中可直觀對比切換沖擊電流與起動沖擊電流的大小,切換過程無明顯沖擊電流[21],切換后感應電機由電網供電,受諧波影響較小,負載電流幅值較小且最大切換電流不超過切換前電流幅值,說明切換過程無沖擊.

圖8 空載時感應電機定子電流波形

圖9 負載30%時感應電機定子電流波形

圖10和圖11所示為變頻器空載和負載30%時輸出電流波形.結果顯示,切換過程變頻器輸出電流無突變,沒有發(fā)生兩相短路故障,切換后變頻器輸出電流為零,實現了兩相旁路分時切換.

圖10 空載時變頻器輸出電流波形

圖11 負載30%時變頻器輸出電流波形

圖12和圖13是基于180°方波逆變控制的旁路分時切換過程感應電機轉子轉速和電磁轉矩波形.結果顯示,切換過程電磁轉矩只有短時較小變化,受轉子慣性作用轉子轉速基本無變化.180°方波逆變控制下的電磁轉矩脈動要小,轉速也更加平穩(wěn),切換過程轉速波動也小.

圖12 空載時電機轉子和電磁轉矩

圖13 負載30%時電機轉子和電磁轉矩

4 結論

本文分析了180°方波逆變控制旁路分時切換控制策略.結果表明,通過控制變頻器觸發(fā)脈沖形成的變頻器兩相持續(xù)導通狀態(tài)最大可達六分之一工頻周期,即3.3 ms,提出的兩相旁路分時切換控制方法可防止切換過程變頻器發(fā)生短路故障,感應電機沖擊電流較小[22].180°方波逆變控制下電機為三相對稱運行,電壓平衡性較好,切換沖擊電流比電機穩(wěn)態(tài)定子電流要小,轉子轉速及電磁轉矩平穩(wěn).