陳 騫 鄭瓊林 李 艷

（北京交通大學電氣工程學院 北京 100044）

1 引言

電流連續(xù)型直流變換器是指任意時刻輸入輸出電流均大于零的變換器，相比于一側電流斷續(xù)的傳統(tǒng)直流變換器，電流連續(xù)型直流變換器具有以下優(yōu)點[1,2]：

（1）降低電磁干擾，提高系統(tǒng)的電磁兼容性能。

（2）減小濾波元件的體積，提高功率密度和動態(tài)響應特性。

（3）減小電流應力，提高電路效率。

（4）利于準確檢測和反饋電流信號，提高均流度和遙測精度。

電源控制器（Power Conditioning Unit,PCU）是衛(wèi)星上的太陽能電池陣-蓄電池混合供電系統(tǒng)，它為衛(wèi)星上所有負載提供能量。根據(jù)母線電壓調節(jié)方式的不同，PCU 可以分為全調節(jié)母線、部分調節(jié)母線和不調節(jié)母線三種，其中全調節(jié)母線的PCU 屬于三域調節(jié)系統(tǒng)，所謂三域調節(jié)指的是 PCU 在S3R(sequential shunt switching regulation)域、BDR域和BCR 域內均能實現(xiàn)對母線電壓的精確控制[3-9]，因此母線電壓品質最優(yōu)。PCU 系統(tǒng)中蓄電池與母線共地，同時為延長蓄電池壽命，滿足0.5%的母線電壓紋波要求，BDR、BCR 一般不采用一側電流斷續(xù)的傳統(tǒng) DC-DC 拓撲，而選用非隔離電流連續(xù)型DC-DC 變換器。

Add on smart、Superboost 均屬于非隔離電流連續(xù)型拓撲。由于主電路不含變壓器，Superboost 拓撲[10,11]具有較小的體積和較高的效率，但是其MOS管的導通損耗和開關損耗較高，主電路傳遞函數(shù)為四階系統(tǒng)，且含有右半平面零點，因此其控制系統(tǒng)設計繁瑣；此外Superboost 的MOS 管S 極電位低于-5V，不能使用IR2110 等常見的驅動芯片，因此驅動設計復雜。而Add on smart[12]雖然為二階系統(tǒng)控制簡單，但屬于兩級式的變換器，且器件數(shù)較多，損耗較大，很難滿足效率要求。為了結合上述兩種拓撲的優(yōu)點，同時避免其缺點，傳統(tǒng)Weinberg 變換器于1992 年首次提出[13]，經(jīng)過近十年的研究和發(fā)展，被廣泛應用于PCU 系統(tǒng)中。傳統(tǒng)Weinberg 變換器的輸入輸出電流連續(xù)，其中輸入電流呈脈沖狀，輸出電流在開關管開通時電流的平均值等于關斷時的平均值，在本文中稱之為低紋波電流。此外該拓撲還具有變壓器不易偏磁、控制系統(tǒng)易于設計、效率較高等優(yōu)勢[14-16]。

從傳統(tǒng)Weinberg 拓撲上看，改變耦合電感的接法、推挽單元的結構以及耦合電感與推挽單元的連接方式可以衍生出許多不同的拓撲，因此本文提出了基于耦合電感的電流連續(xù)型推挽類拓撲的概念，該類拓撲屬于升壓型拓撲。相比于單電感拓撲，此類拓撲具有以下優(yōu)點：

（1）保證相同的電感量的情況下耦合電感的體積更小，重量更輕，效率更高，這在航天領域尤為可貴。

（2）電路組成更靈活，可以根據(jù)不同要求選擇合適的拓撲，選擇空間更大。

（3）部分拓撲只需改變匝比即可實現(xiàn)輸入電流低紋波或者輸出電流低紋波，既可用于BDR 也可用于BCR 場合。

為提高效率、減小脈動電流的紋波以及針對不同功率等級PCU 中的BDR和BCR 提供最優(yōu)拓撲選擇，本文著重研究帶耦合電感的電流連續(xù)型推挽拓撲的推衍方法以及特性。

2 五種非隔離型推挽單元

圖1 為傳統(tǒng)推挽式變換器，該拓撲為隔離型拓撲。為得到非隔離型推挽變換器，將傳統(tǒng)推挽單元的變壓器二次中抽H 連接至電源輸入正端，輸入輸出共地，得到I 類推挽單元[17]，如圖2a 所示。將變壓器二次中抽H 連接至推挽單元的E 端，并將二極管分別連接至MOS 管的VD 極得到II 類推挽單元[13]，即為Weinberg 拓撲的推挽單元，如圖2b 所示。在II 類推挽單元的基礎上增加兩個變壓器繞組，并改變二極管、MOS 管與變壓器的接法以改變輸入輸出電壓的關系，從而得到III、IV 類推挽單元[12,17]，如圖2c和圖2d 所示。也可將變壓器二次中抽直接連至輸入地端得到V 類推挽單元，如圖2e 所示。

圖1 傳統(tǒng)推挽式變換器Fig.1 Traditional push-pull converter

圖2 五種新型推挽單元Fig.2 Five kinds of new push-pull cell

I、V 類推挽單元的變壓器一二次固定，MOS管與變壓器的一次相連；II、III、IV 類推挽單元的變壓器一二次由Q1、Q2的開關時序決定，當Q1導通時Ns為一次，當Q2導通時Np為一次，MOS 管對稱分布在變壓器的一次和二次。如果變壓器的匝比不為1，推挽單元I、V 只需要分析兩種模態(tài)，而推挽單元II、III、IV 則需要分析三種模態(tài)。

3 拓撲的基本結構

基于耦合電感的電流連續(xù)型推挽類拓撲的基本結構如圖3 所示，主要由輸入電源、耦合電感、推挽變換單元、續(xù)流二極管、電容以及負載構成。不論Q1、Q2關斷還是導通，耦合電感的一次始終流過電流保證輸入電流連續(xù)。當Q1或Q2導通時，負載電流由推挽單元提供；當Q1和Q2關斷時，負載電流由續(xù)流二極管提供，因此推挽單元與續(xù)流二極管相互配合使得輸出電流連續(xù)。只需適當調節(jié)耦合電感與變壓器的匝比即可實現(xiàn)一側電流低紋波，可見耦合電感、續(xù)流二極管和推挽單元是基于耦合電感的電流連續(xù)型推挽類拓撲的核心。

圖3 基于耦合電感的電流連續(xù)型推挽拓撲的基本結構Fig.3 General structure of continuous current push-pull based topology with coupling inductor

耦合電感有正反兩種接法，如圖4 所示。每種耦合電感與外部電路有六種連接方法，見表1。但組合1 與組合6 等效，組合2 與組合5 等效，組合3 與組合4 等效。因此每種推挽單元的拓撲族包含6 種拓撲，五種推挽單元一共是30 種拓撲。

圖4 三端子耦合電感Fig.4 Three-terminal coupling inductor

表1 三端子耦合電感與外部電路的六種連接方法Tab.1 Six ways of configuring three-terminal coupling inductor to external circuit

4 五類推挽單元拓撲族的生成

根據(jù)以上所述的拓撲生成原則，可以得到各類推挽單元的拓撲族，見表2，其中除了拓撲IIa-1[13]和IIb-3[16]由前人提出，其余拓撲均為首次提出的新拓撲。拓撲Ia-3、IIa-3、IIIa-3、IVa-3、Va-3 由于耦合電感無法續(xù)流，不能正常工作，因此不在本文的討論范圍之內。下面根據(jù)推挽單元的不同，分別研究各類推挽單元拓撲族的特性。下文各類拓撲中的耦合電感匝比定義為N1=Np1/Ns1，變壓器匝比定義為N2=Np/Ns，Q1或Q2導通時流過耦合電感的電流定義為i1。

表2 基于耦合電感的電流連續(xù)型推挽類拓撲圖的編號Tab.2 Figure numbers for continuous current push-pull based topology with coupling inductor

4.1 I 類推挽單元的拓撲族

I 類推挽單元的拓撲族如圖5 所示。相比于傳統(tǒng)的電流饋電式推挽拓撲，該族拓撲通過增加一只續(xù)流二極管VD，使耦合電感直接通過VD 向負載續(xù)流，從而保證輸入和輸出電流連續(xù)。

圖5 I 類推挽單元拓撲族電路結構Fig.5 Circuit configurations with I type push-pull cell

對于拓撲Ia-1，輸入電流不可能實現(xiàn)低紋波，輸出電流要實現(xiàn)低紋波必須滿足N2=N1/(N1+1)，此時輸入電流呈脈沖狀，且高值為(2N1+1)i1/(N1+1)，低值為N1i1/(N1+1)，輸入輸出電壓關系滿足Vout=(2N1D+N1+2D)Vin/N1。

要使拓撲 Ia-2 的輸入電流為低紋波需滿足N2=1/N1，此時輸出電流呈脈沖狀，且高值為(N1+1)i1/N1，低值為i1/N1，輸入輸出電壓關系滿足Vout=(N1+1)Vin/(N1+1-2N1D)；要使輸出電流低紋波需滿足N2=(N1+1)/N1，此時輸入電流呈脈沖狀，且高值為(2N1+1)i1/N1，低值為(N1+1)i1/N1，輸入輸出電壓關系滿足Vout=(2N1D+N1+1)Vin/(N1+1)。

為保證拓撲Ib-1 的耦合電感在Q1或Q2導通時處于充電狀態(tài)，在Q1和Q2關斷時處于放電狀態(tài)，需使N1＞1。要使輸入電流低紋波需滿足N2=1/(N1-1)，此時輸出電流呈脈沖狀，且高值為N1i1/(N1-1)，低值為i1/(N1-1)，輸入輸出電壓關系滿足Vout=N1Vin/(N1-2DN1+2D)；要使輸出電流低紋波需滿足N2=N1/(N1-1)，此時輸入電流呈脈沖狀，且高值為(2N1-1)i1/(N1-1)，低值為N1i1/(N1-1)，輸入輸出電壓關系滿足Vout=(2N1D-2D+N1)Vin/N1。

對于拓撲Ib-2，為保證Q1或Q2導通時耦合電感處于充電狀態(tài)，需使N1＞1。該拓撲輸入電流不可能實現(xiàn)低紋波，而輸出電流要實現(xiàn)低紋波必須滿足N2=(N1-1)/N1，此時輸入電流呈脈沖狀，且高值為(2N1-1)i1/N1，低值為(N1-1)i1/N1，輸入輸出電壓關系滿足Vout=(2N1D+N1-1)Vin/(N1-1)。

對于拓撲 Ib-3，要使輸入電流低紋波需滿足N1=N2+1，此時輸出電流呈脈沖狀，且高值為N1i1，低值為(N1-1)i1，輸入輸出電壓關系滿足Vout=N1Vin/(N1-2D)；要使輸出電流低紋波需滿足N2=N1，此時輸入電流呈脈沖狀，且高值為(N1+1)i1，低值為N1i1，輸入輸出電壓關系滿足Vout=(2D+N1)Vin/N1。

4.2 II 類推挽單元的拓撲族

II 類推挽單元的拓撲族如圖6 所示。其中拓撲IIa-1 為最早提出的Weinberg 變換器，拓撲IIa-2、IIb-1 由于耦合電感的續(xù)流回路不經(jīng)二極管VD，因此可以等效為圖10 中的拓撲A。拓撲A 只能實現(xiàn)輸入電流低紋波，為滿足Q1、Q2導通時電感電流的變化量相等，需保證N2=1，此時輸出電流高值為i1，低值為0.5i1，輸入輸出電壓關系為Vout/Vin=1/(1-D)。令續(xù)流二極管VD 的陽極電壓為VVD+，變壓器一二次共同連接點電壓為Vct，耦合電感一次電壓為Vp1，二次電壓為Vs1。

圖6 II 類推挽單元拓撲族電路結構Fig.6 Circuit configurations with II type push-pull cell

圖7 III 類推挽單元拓撲族電路結構Fig.7 Circuit configurations with III type push-pull cell

圖8 IV 類推挽單元拓撲族電路結構Fig.8 Circuit configurations with IV type push-pull cell

圖9 V 類推挽單元拓撲族電路結構Fig.9 Circuit configurations with V type push-pull cell

圖10 圖6b、圖6d和圖6f 的等效拓撲AFig.10 Equivalent topology A of Fig.6b、Fig.6d and Fig.6f

拓撲IIa-1 的輸入電流不可能實現(xiàn)低紋波，而輸出電流要實現(xiàn)低紋波必須滿足N2=N1=1，此時輸入電流呈脈沖狀，且高值為i1，低值為0.5i1，輸入輸出電壓關系滿足Vout=(1+2D)Vin。

拓撲 IIa-2 中續(xù)流二極管 VD 的陽極電壓VVD+=Vin+Vp1，變壓器共同連接點的電壓Vct=Vin+Vp1(1+1/N1)，因此Vct＞VVD+，電感電流直接經(jīng)過變壓器一二次續(xù)流，該拓撲可以等效為拓撲A。

為保證拓撲IIb-1 的二極管VD 正常續(xù)流，需在Q1或Q2導通時滿足VVD+＜Vout。當Q2導通時，可見該拓撲能正常工作的前提是N1＞1，此時該拓撲可以等效成拓撲A。

對于拓撲IIb-2，為保證耦合電感在Q1或Q2導通時處于充電狀態(tài)，在Q1和Q2關斷時處于放電狀態(tài)，需使N1＞1。該拓撲輸入電流不可能實現(xiàn)低紋波，而輸出電流要實現(xiàn)低紋波必須滿足N1=2N2=2，此時輸入電流呈脈沖狀，且高值為i1，低值為0.5i1，輸入輸出電壓關系滿足Vout=(1+2D)Vin。

要使拓撲 IIb-3 的輸入電流為低紋波需滿足N1=N2=1，此時該拓撲可以等效為拓撲 A；要使輸出電流低紋波需滿足N2=2N1=1，此時輸入電流呈脈沖狀，且高值為i1，低值為0.5i1，輸入輸出電壓關系滿足Vout=(1+2D)Vin。

4.3 III 類推挽單元的拓撲族

III 類推挽單元的拓撲族如圖7 所示。其中拓撲IIIa-2、IIIb-1 由于耦合電感的續(xù)流回路不經(jīng)二極管VD，因此可以等效為圖11 中的拓撲B。拓撲B 只能實現(xiàn)輸入電流零紋波，為滿足穩(wěn)態(tài)時一個等效開關周期內的電感電流正向變化量與負向變化量相等，需滿足N2=1，此時輸出電流高值為i1，低值為2i1/3，輸入輸出電壓關系為Vout/Vin=1/(1-2D/3)。

圖11 圖7b、圖7d、圖7f 的等效拓撲BFig.11 Equivalent topology B of Fig.7b、Fig.7d、Fig.7f

拓撲IIIa-1 的輸入電流不可能實現(xiàn)低紋波，而輸出電流要實現(xiàn)低紋波必須滿足N1=2N2=2，此時輸入電流呈脈沖狀，且高值為i1，低值為2i1/3，輸入輸出電壓關系滿足Vout=(1+D)Vin。

拓撲IIIa-2 可以等效為拓撲B。

對于拓撲IIIb-1，為保證二極管VD 正常續(xù)流，需在Q1或Q2導通時滿足VVD+＜Vout。當Q2導通時，Vct=可見該拓撲能正常工作的前提是N1＞1，此時該拓撲可以等效成拓撲B。

為保證拓撲IIIb-2 的耦合電感在Q1或Q2導通時處于充電狀態(tài)，在Q1和Q2關斷時處于放電狀態(tài)，需使N1＞1。該拓撲輸入電流不可能實現(xiàn)低紋波，而輸出電流要實現(xiàn)低紋波必須滿足N1=3N2=3，此時輸入電流呈脈沖狀，且高值為i1，低值為2i1/3，輸入輸出電壓關系滿足Vout=(1+D)Vin。

對于拓撲IIIb-3，要使輸入電流低紋波需滿足N1=N2=1，此時該拓撲可以等效為拓撲B；要使輸出電流低紋波需滿足N2=1.5N1=1，此時輸入電流呈脈沖狀，且高值為i1，低值為2i1/3，輸入輸出電壓關系滿足Vout=(1+D)Vin。

4.4 IV 類推挽單元的拓撲族

IV 類推挽單元的拓撲族如圖8 所示。其中拓撲IVa-2、IVb-1 由于耦合電感的續(xù)流回路不經(jīng)二極管VD，因此可以等效為圖12 中的拓撲C。拓撲C 只能實現(xiàn)輸入電流零紋波，為滿足穩(wěn)態(tài)時一個等效開關周期內的電感電流正向變化量與負向變化量相等，需滿足N2=1，此時輸出電流高值為i1，低值為i1/3，輸入輸出電壓關系為Vout/Vin=1/(1-4D/3)。

圖12 圖8b、圖8d、圖8f 的等效拓撲CFig.12 Equivalent topology C of Fig.8b、Fig.8d、Fig.8f

拓撲IVa-1 的輸入電流不可能實現(xiàn)低紋波，而輸出電流要實現(xiàn)低紋波必須滿足N2=2N1=1，此時輸入電流呈脈沖狀，且高值為i1，低值為i1/3，輸入輸出電壓關系滿足Vout=(1+4D)Vin。

拓撲IVa-2 可以等效為拓撲C。

為保證拓撲IVb-1 的二極管VD 正常續(xù)流，需在Q1或Q2導通時滿足VVD+＜Vout。當Q2導通時，可見該拓撲能正常工作的前提是N1＞1，此時該拓撲可以等效成拓撲C。

為保證拓撲IVb-2 的耦合電感在Q1或Q2導通時處于充電狀態(tài)，在Q1和Q2關斷時處于放電狀態(tài)，需使N1＞1。該拓撲輸入電流不可能實現(xiàn)低紋波，而輸出電流要實現(xiàn)低紋波必須滿足N2=2N1/3=1，此時輸入電流呈脈沖狀，且高值為i1，低值為i1/3，輸入輸出電壓關系滿足Vout=(1+4D)Vin。

對于拓撲IVb-3，要使輸入電流低紋波需滿足N1=N2=1，此時該拓撲可以等效為拓撲C；要使輸出電流低紋波需滿足N2=3N1=1，此時輸入電流呈脈沖狀，且高值為i1，低值為i1/3，輸入輸出電壓關系滿足Vout=(1+4D)Vin。

4.5 V 類推挽單元的拓撲族

圖9 為V 類推挽單元的拓撲族。與I 類推挽拓撲不同的是V 類推挽拓撲將變壓器二次中抽連接至一次的地端。由于MOSFET 開通和關斷時流過耦合電感的電流不相等，因此V 類推挽拓撲的輸入電流不可能實現(xiàn)低紋波。

拓撲Va-1 的輸出電流要實現(xiàn)低紋波必須滿足N2=N1/(N1+1)，此時輸入電流呈脈沖狀，且高值為i1，低值為N1i1/(N1+1)，輸入輸出電壓關系滿足Vout=(1+2D/N1)Vin。

拓撲Va-2、Vb-1 的輸入電流、輸出電流均不能實現(xiàn)低紋波。

對于拓撲Vb-2，為保證Q1或Q2導通時耦合電感處于充電狀態(tài)，需使N1＞1。要使輸出電流為低紋波需滿足N2=(N1-1)/N1，此時輸入電流呈脈沖狀，且高值為i1，低值為(N1-1)i1/N1，輸入輸出電壓關系滿足Vout=[1+2D/(N1-1)]Vin。

對于拓撲Vb-3，為保證耦合電感正常充放電，需使N1＜1。要使輸出電流低紋波需滿足N2=N1，此時輸入電流呈脈沖狀，且高值為i1，低值為N1i1，輸入輸出電壓關系滿足Vout=(1-2D+2D/N1)Vin。

5 拓撲選擇與應用

5.1 拓撲規(guī)律總結

根據(jù)以上分析總結出的規(guī)律如下：

（1）耦合電感a 為正接，耦合電感b 為反接，為實現(xiàn)相同的電流紋波，耦合電感b 的匝數(shù)、體積和重量高于耦合電感a。因此基于耦合電感a 的拓撲的功率密度更大。

（2）與其他幾種組合不同，在所有基于耦合電感b 的五種推挽單元的拓撲族中，組合3、4 的耦合電感一二次不可能同時流過電流，因此為實現(xiàn)相同的電流紋波，其耦合電感的匝數(shù)、體積和重量比組合1、2、5、6 的小。在所有拓撲中，基于耦合電感b，且組合為3、4 的推挽拓撲的耦合電感導通損耗最小。

（3）在所有基于耦合電感a 的五種推挽單元的拓撲族中，組合3和4 得到的拓撲是不能正常工作的，這是因為當Q1和Q2關斷時，續(xù)流二極管VD的陽極電壓VVD+=Vin-Vs1＜Vout，因此續(xù)流二極管不能導通，耦合電感沒有續(xù)流回路。

（4）在所有基于耦合電感b 的五種推挽單元的拓撲族中，組合1、6、2、5 得到的拓撲若能正常工作必須滿足N1＞1。由于耦合電感b 為反接，為防止耦合電感一二次串聯(lián)運行時感值過小，一般將N1取為大于2。

（5）由于II、III、IV 類推挽單元一二次不固定，為保證Q1、Q2導通時電感電流的變化量相等，需滿足N2=1，而I 類推挽單元一二次固定，因此輸入或輸出電流為低紋波時，N1、N2并不是確定的值。

（6）II、III、IV 類推挽單元的拓撲族中，III 類推挽單元拓撲族的Vout/Vin變化范圍較小，IV 類推挽單元拓撲族的Vout/Vin變化范圍較大，II 類推挽單元拓撲族則介于兩者之間。根據(jù)應用場合的不同，可以選取合適的拓撲。

（7）由于II、III、IV 類推挽單元從本質上看是一樣的，因此其生成的拓撲族也具有相似的特性。在基于耦合電感a 的拓撲中，組合2、4 始終滿足Vct＞VVD+，因此耦合電感只通過變壓器一二次續(xù)流，而不經(jīng)過二極管，此時拓撲可以等效為單電感拓撲。在基于耦合電感b 的拓撲中，要使組合1、6、2、5正常工作，需滿足N1＞1，此時基于組合1、6 的拓撲可以等效為單電感拓撲；組合3、4 的耦合電感若要通過續(xù)流二極管VD 續(xù)流，需滿足N1＜1，當組合3、4 的輸入電流為低紋波時，拓撲可以等效為單電感拓撲。等效得到的單電感拓撲只能實現(xiàn)輸入電流低紋波，而無法實現(xiàn)輸出電流低紋波。

5.2 PCU 系統(tǒng)中的應用

PCU 采用三域控制，根據(jù)母線側電流的不同將主誤差放大器的輸出電壓信號從小到大劃分成三個控制域，分別對應為BDR 域、BCR 域、S3R 域，實現(xiàn)統(tǒng)一控制。在三個控制域之間設置有死區(qū)，從而保證域間正常切換。為精確控制，以母線側電流為低紋波作為BDR、BCR 拓撲的選擇標準。本文研究的推挽類拓撲為升壓拓撲，因此輸入電流連續(xù)的拓撲適用于蓄電池電壓高于母線電壓PCU 系統(tǒng)中的BCR，輸出電流連續(xù)的拓撲適用于蓄電池電壓低于母線電壓PCU 系統(tǒng)中的BDR。依據(jù)上述分類原則，將圖5～圖9 中的所有拓撲分成兩類。

表3、表4 分別列出了適用于BDR和BCR 的非隔離電流連續(xù)型推挽類拓撲的特性。表3 中的最小Vbat和表4 中的最大Vbat均是在母線電壓為42V，開關管最大占空比為0.5 的條件下求得。

6 試驗結果

現(xiàn)有的PCU 系統(tǒng)蓄電池電壓Vb為20～32V，母線電壓為42V，考慮到該系統(tǒng)需要較大的電壓增益，傳統(tǒng)的Weinberg 拓撲無法達到，在所有提出的拓撲中只有輸入輸出電壓關系滿足Vout=(1+4D)Vin的拓撲才能滿足系統(tǒng)的需要。為驗證理論分析的正確性，本文研制基于拓撲IVa-1 的試驗樣機。由于拓撲IVa-1 的輸入電流不可能實現(xiàn)低紋波，因此該拓撲只適用于BDR。試驗樣機的參數(shù)如下：負載電流iload范圍：1～8A，耦合電感：一次自感15μH，二次自感60μH，互感29.6μH，變壓器匝比：1:1:1:1，母線電容600μF，開關頻率100kHz，MOSFET 型號：FB260N，二極管型號：30CPQ150。

表3 適用于BDR 應用場合的變換器的特性比較(Vbat=Vin,Vbus=Vout=42V,Dmax=0.5)Tab.3 Performance comparison of regulators for battery discharge application

表4 適用于BCR 應用場合的變換器的特性比較(Vbat=Vout,Vbus=Vin=42V,Dmax=0.5)Tab.4 Performance comparison of regulators for battery charge application

蓄電池電壓為 20V，負載電流為 8A 時拓撲IVa-1 的輸入輸出電流波形如圖13 所示，蓄電池電壓為32V，負載電流為1A 時的輸入輸出電流波形如圖14 所示。由圖13、14 可知，拓撲IVa-1 的輸出電流為低紋波，但在開關管關斷時存在電流尖峰，這是由變壓器的漏感釋放能量引起的，隨著漏感值的增加，尖峰變大。拓撲IVa-1 的輸入電流呈脈動狀，其高值為三倍輸出電流，低值為輸出電流。

圖13 蓄電池電壓為20V，負載電流為8A 時的輸入輸出電流波形Fig.13 Input and output current waveforms when Vb=20V and iload=8A

圖14 蓄電池電壓為32V，負載電流為1A 時的輸入輸出電流波形Fig.14 Input and output current waveform when Vb=32V and iload=1A

拓撲IVa-1 的效率曲線如圖15 所示。由圖可知所有工況下，輸入電壓為20V，負載電流為8A 時效率最低，為94.8%；輸入電壓為32V，負載電流為1A 時效率最高，為97.58%?？梢娯撦d越重，輸入電壓越低，拓撲IVa-1 的效率越低。

圖15 拓撲IVa-1 的效率曲線Fig.15 Efficiency curve of topology IVa-1

7 結論

基于耦合電感的電流連續(xù)型推挽類拓撲主要包含耦合電感、推挽變換單元和續(xù)流二極管三部分。其中耦合電感有兩種，推挽單元有五種，耦合電感與推挽單元又有六種組合形式。不重復計及等效拓撲、排除不能正常工作的拓撲，可生成25 種基于耦合電感的電流連續(xù)型推挽類拓撲，其中有23 種拓撲為新型拓撲。根據(jù)母線側電流為低紋波的要求，可以把這些拓撲分成適用于BDR和適用于BCR 的拓撲，分別對其特性進行分析比較可以發(fā)現(xiàn)：已存在的拓撲IIa-1 與IIb-3 只能實現(xiàn)1+2D的電壓增益，且脈動電流的高值為低值的2 倍。而本文提出的部分新拓撲可實現(xiàn)更大的電壓增益，或者脈動更小的電流，因此本文提出的新拓撲可為不同功率等級PCU 中的BDR和BCR 提供最優(yōu)拓撲選擇。

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