束洪春 曹璞璘 楊競及 董 俊 田鑫萃

（1．昆明理工大學電氣工程學院 昆明 650500 2．云南民族大學 昆明 650500 3．哈爾濱工業(yè)大學電氣工程及自動化學院 哈爾濱 150001）

1 引言

行波保護與暫態(tài)量保護等基于瞬時值的高速保護具有動作速度快、不受系統(tǒng)振蕩和CT飽和影響等優(yōu)點[1,2]，因此自行波保護與暫態(tài)量保護概念提出以來就受到廣泛關注[3,4]，目前，已有文獻報道基于行波保護原理的行波方向繼電器應用于實際線路上[5]。然而此類基于故障暫態(tài)信號的保護原理所需采樣率較高（至少數(shù)十kHz），不可避免地會受到斷路器分合閘、雷擊干擾等沖擊的影響，一定程度上降低了保護的可靠性。

在超（特）高壓系統(tǒng)中，由于線路耐雷水平較高，雷擊線路或桿塔而未造成閃絡故障的情況時有發(fā)生，在實際工程中線路保護基本都是工頻保護，其算法是基于工頻量進行計算，且大都帶有低通濾波器，不會受到雷擊干擾的影響，但是行波保護與暫態(tài)量保護是基于短時窗內瞬時值進行保護算法構建，雷擊干擾的沖擊可能會被誤判為故障發(fā)生，引起保護誤動作。為避免雷擊未閃絡導致的干擾引起行波保護與暫態(tài)保護誤動，國內外學者對雷擊干擾識別方法進行了大量研究[6-14]，文獻[8-11]分析了雷擊干擾與故障在不同頻帶暫態(tài)能量分布不同的特點，并分別利用小波、Fourier變換和S變換等方法刻畫暫態(tài)能量頻域分布進而判斷雷擊干擾與故障，但是不同頻帶能量分布會受到故障、雷擊距離和雷電流大小的影響，閾值不易整定。文獻[12,13]分別構造了波形一致性系數(shù)與時間軸兩側電流波形面積比進行雷擊干擾與故障電流判別，其本質是利用了雷擊干擾情況下故障分量會逐漸趨于 0，而故障情況下故障分量會包含較大的短路故障工頻量，此類方法在一定程度上會受到故障初相角的影響。文獻[14]針對直流線路提出了基于多判據可拓融合的判別方法，但是該方法在交流線路上的可行性有待考證。上述方法大多是采用電流對雷擊干擾與故障進行識別，但是與發(fā)電廠相聯(lián)的升壓變電站往往只有一回出線，電流行波浪涌不夠明顯，不適用于行波檢測，而學術界對電容式電壓互感器（CVT）能否準確在二次側反映行波一直存在爭議，故缺乏基于CVT二次側數(shù)據的雷擊干擾判別方法。本文依據實測CVT與CT寬頻傳輸特性，利用矢量擬合法和網絡綜合方法，建立了CVT與CT寬頻傳輸模型，在數(shù)字仿真過程中CVT二次側輸出既包含CVT傳遞函數(shù)極點引起的振蕩，也包含數(shù)值計算過程中引起的數(shù)值振蕩，分析了CVT二次側傳遞對行波識別的影響。以CVT與CT二次側輸出波形對雷擊故障、非雷擊性故障與雷擊干擾進行 PCA聚類分析，由于故障與雷擊干擾暫態(tài)波形包含的波形特征不同，而同一類型的暫態(tài)波形中具有較為相似的波形特征，將不同故障類型的樣本數(shù)據投影到PCA坐標系上，通過支持向量機（Support Vector Machine，SVM）對PCA坐標系上的點簇進行區(qū)分，形成PCA-SVM機器學習判別機制，對故障與雷擊干擾進行區(qū)分。

2 雷擊對線路保護的影響分析

2.1 工頻保護

傳統(tǒng)的工頻保護算法是基于提取得到的工頻量進行計算，雖然工頻量保護的采樣率較低（通常僅為 1.2kHz），且為了避免故障或擾動產生的高頻量對工頻保護算法造成不利影響，工頻保護裝置通常會帶有低通濾波元件[15]，雷擊干擾引起的高頻量難以被采樣環(huán)節(jié)捕捉到。即使低通濾波元件未能完全濾除高頻量，在保護算法實現(xiàn)環(huán)節(jié)進行的工頻量提取也能夠有效剔除高頻量影響，故雷擊干擾對工頻保護的影響基本可以忽略。

2.2 行波保護

行波保護是利用故障發(fā)生后極短時間內的行波波頭特征反映故障發(fā)生與否，故通常需要高于500kHz采樣率捕捉行波波頭。雷擊干擾與雷擊故障產生的初始行波波頭都是由雷電注入或感應產生，波頭特征極為相似，難以辨識，雷擊干擾產生的行波會被行波保護誤認為故障行波，導致保護誤啟動。因此，為避免行波保護受到雷擊干擾的影響，需要特殊算法對故障與雷擊干擾進行判別。

2.3 暫態(tài)量保護

暫態(tài)量保護通常是利用短時窗內行波傳播方向、電氣量變化速率或高頻能量大小[4,16]等特征反映故障發(fā)生，與行波保護相比，暫態(tài)量保護所需采樣率較低（通常為數(shù) kHz至數(shù)百 kHz），但是暫態(tài)量保護亦是直接對瞬時值進行計算，而雷擊干擾包含大量高頻能量，會引起電氣量短時窗內的劇烈變化，可能導致保護將雷擊干擾誤判為故障，故暫態(tài)量保護也需要對故障與雷擊干擾進行判別。

3 故障與雷擊干擾的電磁暫態(tài)分析

3.1 非雷擊性故障

線路發(fā)生非雷擊性故障情況下，系統(tǒng)僅受到故障激勵源接入的沖擊，設Zf(s)為故障激勵源等效電阻，則在量測端M，故障初始電流行波浪涌可以表示為

式中，故障時刻產生的電壓行波浪涌幅值為Uf(s)；γ(s)為線路傳播常數(shù)；母線處反射系數(shù)β(s)為

式中，Z1(s)表示故障線路的波阻抗；Z2(s)表示母線上所有健全線路、母線雜散電容和變壓器等表現(xiàn)出的等效波阻抗；β(s)的大小主要與母線出線形式有關。

3.2 雷擊故障

雷擊故障情況下，由于絕緣子兩端電勢差大于擊穿電壓需要一個電勢差建立的過程，故雷擊與絕緣子閃絡之間存在一個時間差，線路傳輸系統(tǒng)會先后受到雷電流激勵和故障激勵源接入兩次沖擊。設Ilightning(s)為注入導線的雷電流或雷擊塔頂、避雷線時在線路上感應產生的電流，τ為雷電沖擊發(fā)生與絕緣子擊穿之間的時間差，則在量測端M，雷擊故障引起的初始電流行波浪涌可以表示為

由于繞擊故障初始行波中包含注入導線的雷電流成分，故在線路兩端觀測到的初始行波浪涌包含部分雷電流行波。

3.3 雷擊干擾

雷擊干擾情況下，絕緣子未被擊穿，線路上的行波僅包含注入導線的雷電流或雷擊引起的感應電壓，線路上僅包含雷擊引起的行波浪涌，線路M端觀測到的初始行波浪涌可以表示為

由上述分析可知，無論是雷擊故障還是非雷擊性故障，線路兩端量測點所測行波信號中都包含故障激勵源造成的行波響應，且故障激勵源會長時間存在，引起工頻量的變化，而發(fā)生雷擊干擾的情況下，線路上只能觀測到雷電流激勵引起的行波，工頻量的注入是雷擊故障與雷擊干擾的根本區(qū)別。

在式（1）～式（3）中，β為母線處的電流反射系數(shù)，其大小會受到母線出線數(shù)量的影響。假設母線上各條線路的波阻抗相等，n為母線上出線總數(shù)，不考慮母線雜散電容的影響，則母線處電流和電壓的反射系數(shù)可以分別表示為

當母線出線數(shù)大于2時，電流行波反射系數(shù)βI＞0，電壓行波反射系數(shù)βU＜0，當反射系數(shù)為正時，反射波與入射波極性相同，母線處觀測到的行波浪涌更為明顯，當反射系數(shù)為負時，反射波與入射波極性相反，行波浪涌幅值降低，不易觀測。當母線上僅有一回出線的極端情況下，βI=-1，βU=1。在實際中，500kV基本上都采用 3/2接線形式，母線出線數(shù)通常大于2，電流行波能夠較好地反映行波浪涌引起的波形突變。但是電廠側的出線數(shù)往往僅為1條，電流行波浪涌不夠明顯，而電壓行波浪涌容易檢測。綜上所述，線路兩端所測行波幅值會受到母線出線數(shù)量的影響，選擇電壓或電流進行行波監(jiān)測需要考慮母線出線數(shù)量的影響。

4 故障與雷擊干擾識別方法

4.1 瞬時功率

從線模電壓和電流、零模電壓和電流、相電壓和電流上都能夠觀察到雷擊干擾與接地故障引起的波形變化，故選取合適的電氣量盡可能突出故障與雷擊干擾的特征以便于區(qū)分故障與雷擊干擾非常重要，同時又需盡可能降低參與運算的觀測量個數(shù)，避免需要從多個觀測量中進行選取而引起計算量增加。

無論是 Clarke變換、Karenbauer變換還是Wedpohl變換，都存在單一線模量不能反映所有故障類型的缺點，需選取至少兩類線模量才能適應所有的故障類型，文獻[17]所提出的相模變換方法雖然能夠在單一線模量下反映出所有故障類型，但是在同一類型的故障情況下，故障相的不同將導致此模量上反映出的行波幅值有較大差異，不利于故障波形特征的定量提取。若采用相電壓或相電流進行檢測，則應選取其中一相的電壓或電流，以避免同時檢測三相電氣量造成不必要的數(shù)據量和計算量增加，但是不同故障類型下三相電氣量上表現(xiàn)出的故障特征存在差異，因此需選出故障特征最明顯的一相，導致必須有選相算法配合才能實現(xiàn)。

零模通道反映的是線路與大地之間的回路，行波在零模通道中衰減和畸變較為嚴重[18]，不利于反映故障特征。發(fā)生單相接地故障或雷擊導線未閃絡時，健全相和故障相、遭雷擊相的波形突變方向相反，而零模量在數(shù)學表達上表現(xiàn)為三相電氣量相加，削弱了故障相表現(xiàn)出的故障特征。

根據上述分析，構造三相瞬時總功率Δp

式中，Δuk(n)和Δik(n)（k=A，B，C）分別為三相電壓、電流的故障分量。在被保護線路發(fā)生故障或雷擊干擾時，線路兩端所測初始電壓行波浪涌與初始電流行波浪涌極性相反，因此對于初始行波浪涌

故三相 Δuk(n)Δik(n)的初始行波浪涌極性恒為負，避免了三相電氣量直接相加造成的故障相或遭雷擊相暫態(tài)特征被削弱的問題。

4.2 主成分分析聚類方法

主成分分析（PCA）是最為常見的多變量分析手段之一，最早由Pearson在1901年提出[19,20]，其主要思想是通過對多變量觀測值進行變換，得到多組不相關的獨立變量，并在對新的獨立變量進行降維的同時保留盡可能多的原始觀測值信息。

假設n個數(shù)據都可用p個變量進行描述，從而構成觀測矩陣X，其形式為

假設矩陣V滿足VTV=1，則主成分分析就是利用變換矩陣VT對原矩陣X進行線性變換，形成新的矩陣Y，即

設yi為矩陣Y中第i維行向量，y1為第一主成分，且

式中，Cov為計算兩變量協(xié)方差。

可見，主成分分析的過程也就是坐標旋轉的過程，新坐標系中各坐標軸的方向就是原始數(shù)據方差最大的方向。設主成分分析后得到的新坐標為[PC1,PC2,…,PCp]，具有相似特征的數(shù)據在 PC1、PC2等低階坐標下應能聚集成簇，實現(xiàn)聚類。

4.3 支持向量機

支持向量機（SVM）可以將線性不可分的樣本通過核函數(shù)映射到高維線性可分空間[21,22]，以實現(xiàn)數(shù)據樣本的分類。將待劃分的輸入樣本記為Rn，經過非線性核函數(shù)Φ的作用映射到高維線性可分的空間Fn，即

式中，Φ為核函數(shù)。本文選用的核函數(shù)為高斯徑向基核函數(shù)（RBF），RBF核函數(shù)具有較好學習能力，無論是低維、高維、小樣本還是大樣本情況，RBF核函數(shù)均適用，且具有較寬的收斂域，是較為理想的分類依據函數(shù)。

將高維空間可分的樣本經過函數(shù)f的作用，使得輸入樣本分成兩類，且使分類間隔最大，即

兩類樣本中離分類面最近的投影點將構成平行于超平面的向量H1、H2，H1、H2就叫做支持向量，設w為權重向量，b為偏置項，則超平面上H1和H2之間的距離為

最優(yōu)分類面問題可以表示成約束優(yōu)化問題，即求取最大的m。轉換成優(yōu)化問題為

5 CVT與CT暫態(tài)特性

在國內，220～500kV等級的線路大都選用電容式電壓互感器（CVT）進行電壓測量，在110kV及以下的線路上，CVT亦有逐漸替代電磁式電壓互感器的趨勢。一直以來，CVT的暫態(tài)傳變特性是否影響行波在二次側的準確獲取飽受爭議，有觀點認為CVT的暫態(tài)傳變特性不好，對行波和暫態(tài)量等高頻量的傳遞存在嚴重失真，不適于采用電壓研究行波測距和行波保護。也有研究依照國外文獻搭建了CVT物理模型，利用 CVT二次側輸出進行行波測距，并得到了較好的測試效果[23,24]。

本文利用文獻[25]實際測量得到CVT和CT寬頻傳輸特性，以矢量擬合法對測量結果進行有理逼近，將測量得到的頻域響應表示為一階有理分式之和的形式，通過網絡綜合方法，利用矢量擬合得到的頻域響應表達式建立對應的互感器等效電路模型。

5.1 散射參數(shù)測量

用散射參數(shù)表示的二端口網絡如圖1所示，電壓入射波a1在端口1輸入，在端口1反射系數(shù)是s11，到端口2的透射系數(shù)為s12；電壓入射波a2在端口2輸入，在端口2反射系數(shù)是s22，到端口1的透射系數(shù)為s21。離開端口 1的電壓波b1，是a1在端口 1的反射波與端口2的電壓入射波a2的透射波之和；離開端口 2的電壓波b2，是a1的透射波與a2的反射波之和。

圖1 二端口網絡散射參數(shù)Fig.1 Two-port network scattering parameters

根據文獻[25]，測量得到的CVT散射參數(shù)可以經公式轉換得到阻抗參數(shù)矩陣。由開路阻抗矩陣Z得到互感器的T形等效電路如圖2所示，其中，Z1=z11-z12，Z2=z22-z12，Z0=z12-z21。

圖2 互感器T形等效電路Fig.2 T-type equivalent circuit of transformer

5.2 矢量擬合法

為建立比較精確的互感器寬頻等效模型，可以利用矢量擬合法對互感器的變比、端口阻抗（導納）等參數(shù)的頻率特性進行有效的數(shù)學擬合，進而得到這些頻率特性的有理逼近函數(shù)表達式。

采用矢量擬合法時，擬合函數(shù)表現(xiàn)為部分分式之和的形式，即

式中，極點an及其對應的留數(shù)cn既可以為實數(shù)，也可以為共軛復數(shù)；d和h均為實數(shù)；N為極點總數(shù)。矢量擬合法預先設定一組初始極點，通過反復迭代來求取精確的an，迭代過程歸納如下：

式中，σ(s)與σ(s)f(s)的有理函數(shù)表達式具有相同的極點。并且，σ(s)在極高頻段被強制收斂為1，從而解決了σ(s)求解過程中出現(xiàn)的數(shù)值性問題。

將σ(s)的有理函數(shù)表達式代入式（18），可得

式（19）為關于未知數(shù)cn(s)、d、h和的線性方程組，將各頻率點的s、f(s)值代入式（19）可得到一組超定線性方程組

其中

應用最小二乘法求取式（21）中的cN、d、h和，可得

由式（22）可知，f(s)的極點等于σ(s)的零點。因此，通過計算σ(s)的零點就可以得到一組較為精確的f(s)的極點，將初始極點代入式（22）進行迭代運算，求取式（21）中的未知量。當方程達到收斂時，σ(s)的值為 1，即所有的值為 0。將矢量擬合法用于互感器的頻率特性時，一般可以忽略式（17）中sh這一項，利用矢量擬合方法對文獻[25]給出的CVT和CT的T形等效電路阻抗Z1、Z2、Z0分別進行有理逼近，擬合結果如附圖所示。

5.3 互感器阻抗頻率特性等效與建模

通過網絡綜合分析中的濾波器綜合方法，可以通過矢量擬合法所得頻率特性與散射參數(shù)建立滿足互感器頻率特性的等效電路[26]。

假設在復平面左半平面有N-2K個實數(shù)極點和K對共軛復數(shù)極點，且設K對共軛復數(shù)極點為

其中，prn＞0，共軛復數(shù)極點對應留數(shù)為

設N-2K個實數(shù)極點為an＜0，其對應的留數(shù)為cn，n=2K+1,…,N；由以上假設可以得到

其中

可通過網絡綜合方法，根據附表內容對式（26）分別建立f1n(s)、f2n(s)、f3n(s)和f4n(s)對應的電路模型，獲得CVT與CT的等效電路模型。

5.4 數(shù)值振蕩分析

由附圖可知，在20kHz和500kHz附近，CVT幅頻特性存在頻率響應極點，當一次電壓包含這兩種頻率成分時，二次電壓中會出現(xiàn)相應振蕩分量。但是在利用數(shù)值計算方法計算 CVT二次側輸出的過程中，數(shù)值計算引起的數(shù)值振蕩無法避免，故利用數(shù)值仿真技術計算得到的 CVT二次側輸出包含兩部分振蕩，一部分源自CVT自身傳遞函數(shù)中的極點，另一部分則源自數(shù)值求解產生的數(shù)值振蕩。

圖3和圖4分別展示了梯形法、龍格庫塔法及改進歐拉法等不同類型的電磁暫態(tài)數(shù)值計算方法所得CVT二次側電壓波形。

圖3 梯形法和龍格庫塔法Fig.3 Comparison between trapezoidal rule and Runge-Kutta method

圖4 梯形法和改進歐拉法Fig.4 Comparison between Trapezoidal rule and improved Euler method

由圖3和圖4可知，不同的數(shù)值計算方法都會引入附加振蕩，在數(shù)字仿真實驗中的CVT二次側輸出不僅包含CVT模型極點造成的附加振蕩，也包含數(shù)值計算方法帶來的附加振蕩。數(shù)值計算方法引入的附加振蕩會造成 CVT二次側輸出包含虛假的頻率成分，可能導致CVT二次側輸出波形中包含不真實的振蕩。

由數(shù)值計算引起的數(shù)值振蕩雖然不可避免，但是數(shù)值振蕩引起的振蕩幅值較小，對行波浪涌引起的波形突變影響很小，對于行波的檢測和標定不會帶來太大影響。

6 仿真分析及結果

6.1 仿真建模

以圖5所示的仿真系統(tǒng)為例，線路全長150km，采樣率為1MHz，沿輸電線路MN每隔1km分別設置雷擊避雷線A相閃絡、雷電繞擊A相閃絡、A相90°金屬性接地故障、雷擊避雷線干擾和雷電繞擊 A相干擾5種情況，對此進行電磁暫態(tài)仿真遍歷，并將二次側數(shù)據歸算至一次側，以便于比較。桿塔與線路模型如圖7所示，桿塔使用多波阻抗模型進行模擬，輸電線路為四分裂導線，雷電流模型選用雙指數(shù)模型，絕緣子伏秒特性曲線由下式確定

式中，t為雷擊開始到閃絡所經歷的時間，單位為μs；Lx為絕緣子串長度，本文中絕緣子長度選為5.46m[27]?？紤]沖擊電暈對雷擊波形的影響，根據文獻[28]所述搭建沖擊電暈等效電路，在此不再贅述。

圖5 500kV線路模型示意圖Fig.5 Simulation model of 500kV transmission lines

圖6 500kV桿塔模型Fig.6 500kV tower model

6.2 CVT與CT傳變特性對行波波頭辨識的影響

CVT自身的頻率特性存在極點，在頻譜范圍較寬的行波時，極易在二次側輸出中引入頻率特性極點引起的附加振蕩，故必須從二次側與一次側的波形比較入手，分析附加振蕩是否會影響行波浪涌檢測與識別。

根據圖5所示仿真模型，設距離M點40km處發(fā)生A相金屬接地故障，將二次側數(shù)據歸算至一次側，M點一次側與二次側電壓、電流波形如圖7所示。

圖7 一次側與二次側電壓、電流比較Fig.7 Voltage and current of input and secondary output

由圖7可知，CT傳變特性對電流行波的辨識并無太大影響，在 1MHz頻率范圍內，CT能夠較為真實地反映行波特征，一次側與二次側波形相差很小。而在CVT輸出中，附加振蕩伴隨行波的到達而產生，在初始行波后出現(xiàn)多個由附加振蕩產生的奇異點，但是奇異點的幅值與初始行波相比非常小，且附加振蕩不會超前于行波浪涌產生，不會影響行波的檢測與識別。

6.3 仿真結果

根據圖5所示仿真模型對以下5種雷擊或故障情況進行仿真：

（1）雷擊避雷線導致 A相閃絡，雷電流幅值150kA，故障角60°。

（2）雷電繞擊 A相閃絡，雷電流幅值 40kA，故障角30°。

（3）A相接地故障，為提高普通接地故障與雷擊的相似性，過渡電阻設為0，故障角90°。

（4）雷擊避雷線干擾，雷電流幅值60kA。

（5）雷擊A相導線干擾，雷電流幅值10kA。

利用仿真得到的電壓、電流計算瞬時功率Δp(t)，五種情況的Δp(t)波形曲線簇圖8所示。取各瞬時功率曲線簇到達量測端前100個采樣點，到達量測端900個采樣點共1ms時窗數(shù)據進行PCA聚類，得到其在PCA空間中的投影值q1、q2分布如圖9所示。

圖8 故障與雷擊干擾情況瞬時功率波形曲線簇Fig.8 Instantaneous power curve cluster of faults and lightning disturbance

圖9 PCA空間分布Fig.9 Distribution of data on PCA space

由圖9可以看出，由二次側數(shù)據計算得到的故障與雷擊干擾瞬時功率曲線簇在 PCA空間中分別聚類成3條點簇，可根據瞬時功率在PCA空間中的分布情況，來判別雷擊干擾和故障。

將五種情況下的瞬時功率曲線簇進行 PCA聚類分析，得到其第一主成分q1和第二主成分投影值q2作為SVM的輸入屬性，選取徑向基函數(shù)（Gaussian Radial Basis Function）作為核函數(shù)，若輸出為1，則判斷為故障，若輸出為 0，則判斷為雷擊干擾?，F(xiàn)每次對一條新的樣本做測試，測試樣本在PCA空間中的分布如圖10所示，樣本設置和SVM輸出結果見下表。

綜上所述，利用 PCA聚類方法將故障與雷擊干擾的數(shù)據投影至 PCA第一主成分與第二主成分組成的坐標系上，可以將故障與雷擊干擾聚類至不同的點簇中心附近。使用SVM對PCA投影坐標系上的投影點進行分類，能夠準確劃分故障與雷擊干擾。

圖10 PCA-SVM機器學習判別機制Fig.10 PCA-SVM machine learning to distinguish faults and lightning disturbance

表 測試樣本設置和SVM輸出結果Tab. Setting of test sample and test results of SVM

7 結論

本文根據CVT與CT的實測寬頻傳輸特性，以矢量擬合法對實際測量結果進行有理逼近，將測量得到的頻域響應表示為一階有理分式之和的形式，通過網絡綜合方法，利用矢量擬合得到的頻域響應表達式建立對應的互感器等效電路模型。構成了基于二次側輸出的雷擊干擾與故障識別元件，得到如下結論：

（1）在數(shù)值計算過程中，數(shù)值計算引起的數(shù)值振蕩不可避免，利用數(shù)值計算方法得到的CVT二次側輸出包含兩部分振蕩，即數(shù)值振蕩金額CVT傳遞函數(shù)極點所帶來的振蕩。

（2）與故障情況相比，雷擊干擾不包含故障激勵源引起的行波相應，利用瞬時功率能夠有效的體現(xiàn)出故障與雷擊干擾的區(qū)別，且無需考慮選相算法的配合。

（3）利用瞬時功率Δp進行PCA-SVM分類，可以對故障與雷擊干擾進行區(qū)分，仿真表明，分類結果良好。

附錄 CVT和CT特性與擬合結果

附圖1 500kV電容式電壓互感器T形等效電路中的Z1的擬合結果App.Fig.1 Fitting results ofZ1in the T-type equivalent circuit of 500kV CVT

附圖2 500kV電容式電壓互感器T形等效電路中的Z2的擬合結果App.Fig.2 Fitting results ofZ2in the T-type equivalent circuit of 500kV CVT

附圖3 500kV電容式電壓互感器T形等效電路中的Z0的擬合結果App.Fig.3 Fitting results ofZ0in the T-type equivalent circuit of 500kV CVT

附圖4 500kV電流互感器T形等效電路中的Z1的擬合結果App.Fig.4 Fitting results ofZ1in the T-type equivalent circuit of 500kV CT

附圖5 500kV電流互感器T形等效電路中的Z2的擬合結果App.Fig.5 Fitting results ofZ2in the T-type equivalent circuit of 500kV CT

附圖6 500kV電流互感器T形等效電路中的Z0的擬合結果App.Fig.6 Fitting results ofZ0in the T-type equivalent circuit of 500kV CT

附表 基于傳遞函數(shù)極點和常數(shù)項的電路模型App. Tab. Circuit model based on transfer function pole and constant

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