摘" 要：

為實現(xiàn)單級單相升壓逆變并能有效抑制直流側(cè)二次紋波電流，提出一種帶有源緩沖的電流型逆變器電路拓撲，研究該逆變器的6種電路模態(tài)并提出其兩模態(tài)調(diào)制策略和三模態(tài)調(diào)制策略，設(shè)計2種調(diào)制策略下的模型預(yù)測控制策略，提供主電路參數(shù)設(shè)計準(zhǔn)則。從儲能電感電流的最大脈動量與二次紋波含量兩方面對2種調(diào)制策略進行對比分析，得出了三模態(tài)調(diào)制策略具有更好紋波抑制效果的結(jié)論。對2種調(diào)制策略下的逆變器進行仿真分析，仿真結(jié)果表明，三模態(tài)調(diào)制下電路的輸出電壓總諧波失真率、電感電流相對脈動量與二倍頻含量均低于兩模態(tài)調(diào)制下的數(shù)據(jù)。設(shè)計并搭建500VA 48VDC/220V50HzAC有源緩沖型單級單相升壓逆變器實驗裝置，給出了三模態(tài)調(diào)制下基于模型預(yù)測控制的逆變器實驗波形，進一步證實了所提研究方案在實現(xiàn)單級升壓逆變的同時具有二次紋波抑制能力。

關(guān)鍵詞：單相逆變器；單級升壓；調(diào)制策略；有源緩沖；功率解耦；模型預(yù)測控制

DOI：10.15938/j.emc.2024.06.010

中圖分類號：TM464

文獻標(biāo)志碼：A

文章編號：1007-449X（2024）06-0098-11

收稿日期： 2023-06-29

基金項目：福建省自然科學(xué)基金（2018J01757）

作者簡介：陳亦文（1977—），女，博士，副教授，研究方向為新能源發(fā)電技術(shù)、電力電子技術(shù)在電力系統(tǒng)中的應(yīng)用等；

童筱涵（1998—），女，碩士研究生，研究方向為新能源發(fā)電技術(shù)；

呂" 濤（1995—），男，碩士，助理工程師，研究方向為新能源發(fā)電技術(shù)；

李文博（1999—），男，碩士研究生，研究方向為新能源發(fā)電技術(shù)；

江加輝（1989—），男，博士，副教授，研究方向為電力電子變流技術(shù)、新能源發(fā)電技術(shù)。

通信作者：江加輝

Research on active buffered inverter power decoupling technology

CHEN Yiwen1，" TONG Xiaohan1，" L Tao2，" LI Wenbo1，" JIANG Jiahui3

（1.Fujian Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion， Fuzhou University， Fuzhou 350116， China; 2.China Changjiang Power Company Limited， Yichang 443002， China; 3.School of Electrical Engineering， Qingdao University， Qingdao 266071， China）

Abstract：

In order to realize a single-stage single-phase boost inverter and effectively suppress the secondary ripple current on the DC side， a current inverter circuit topology with source buffer was proposed. Six circuit modes of the inverter were investigated and two-modal modulation strategies and three-modal modulation strategies were proposed. A model prediction control strategy under the two modulation strategies was designed， and design guidelines for the parameters of the main circuit were provided. The two modulation strategies were compared and analyzed in terms of the maximum pulsation of the storage inductor current and the secondary ripple content. It is concluded that the three-modal modulation strategy has a better ripple suppression effect. The inverter under the two modulation strategies was simulated and analyzed， and the simulation results show that the total harmonic distortion rate of the output voltage， the relative pulsation and dual frequency content of the inductor current under three-mode modulation are lower than those under two-mode modulation. A 500VA 48VDC/220V50HzAC active buffered single-stage single-phase boost inverter experimental setup was designed and constructed， and the experimental waveforms of the inverter based on the model predictive control under the three-mode modulation were given， which further confirms that the proposed research scheme has the ability of secondary ripple suppression while realizing the single-stage boost inverter.

Keywords：single phase inverter; single-stage booster; modulation strategy; active buffer; power decoupling; model predictive control

0" 引" 言

隨著全球經(jīng)濟的發(fā)展，能源危機和環(huán)境惡化問題日益嚴(yán)重，以燃料電池、光伏為代表的新能源發(fā)電系統(tǒng)越來越得到人們的重視［1-5］。由于光伏電池和燃料電池的輸出電壓往往為較低直流電，且波動范圍較大，難以直接利用，需要升壓型逆變器將直流電能轉(zhuǎn)換成交流電能并傳輸?shù)诫娋W(wǎng)上或供負載使用。傳統(tǒng)電壓型逆變器需構(gòu)建升壓回路，這不僅會增加生產(chǎn)成本，降低變換器的效率，而且隨著功率變換的等級增多，系統(tǒng)的可靠性也會下降［6］。電流型逆變器可以實現(xiàn)升壓逆變，但是傳統(tǒng)單級單相電流型逆變器在降壓階段儲能電感無法去磁，電感能量無法達到平衡，電感電流將持續(xù)升高，導(dǎo)致輸出波形畸變［7］。此外，單相逆變器輸入電流含有低頻紋波，這些低頻紋波將會影響逆變器的性能，造成一些不良危害和影響［8-10］。因此，為了適應(yīng)新能源發(fā)電等低輸入電壓的應(yīng)用場合，設(shè)計一款具有功率解耦功能的單相升壓逆變器具有重要意義。

為了更好地抑制單相逆變器輸入側(cè)電流二次紋波，研究人員提出了許多的解決方案，通常可分成優(yōu)化電路拓撲以及改進控制策略兩類。文獻［11］在傳統(tǒng)兩級式逆變器的交流側(cè)并聯(lián)一個有源LC解耦電路，將低頻脈動功率轉(zhuǎn)移到該解耦電路，仿真和實驗中輸入電流二次諧波含量分別為1.73%和8%，雖實現(xiàn)了輸入側(cè)電流二次紋波的抑制，但引入較多的功率開關(guān)且解耦電路略顯復(fù)雜。文獻［12］提出了一種含有源解耦電路的單相Buck-Boost逆變器，通過在前端Buck-Boost變換器和電壓源橋式逆變器上增加一個小的薄膜電容Cd吸收低頻脈動功率達到抑制輸入側(cè)低頻紋波電流的目的，但受到電路工作原理的限制，其占空比調(diào)節(jié)范圍較窄。文獻［13］提出了在電壓環(huán)中插入陷波器并引入負載電流前饋的控制策略，進一步提升了二倍頻電流抑制能力和系統(tǒng)的響應(yīng)速度，仿真與實驗中輸入電流二次紋波含量分別為1.5%和4.05%，該方案二次紋波抑制效果較好，但中間直流母線電容承擔(dān)幾乎全部的二倍頻電流，容值較大。文獻［14］在文獻［13］基礎(chǔ)上做出了改進，通過引入電容支路串聯(lián)虛擬阻抗來抵消電容電壓二次脈動的作用，大大減小了電容容值，提升了前級DC/DC的二倍頻電流抑制能力和動態(tài)特性，仿真與實驗中輸入電流二次紋波含量分別為2.18%和5.57%，紋波抑制效果較好。文獻［15-16］使用波形控制的方法通過在每個電容器的參考電壓上增加疊加直流電壓和二階電壓分量來減輕脈動功率，但也引入了4次諧波分量，文獻［16］實驗中輸入電流二次紋波含量約為9.39%，紋波抑制效果還有待提高。文獻［17］在電流紋波阻尼控制的基礎(chǔ)上提出了一種基于三電平升壓饋電單相電壓源逆變器（voltage source inverter，VSI）的電容電壓紋波互補控制算法，通過對兩個電容器上的電荷進行重新分配，使其電壓紋波相互補充，進一步減小了直流鏈路電容，實現(xiàn)輸入側(cè)電流二次紋波抑制，但該方案控制更為復(fù)雜。

為簡化解耦電路與控制策略，并進一步提高電路的輸入側(cè)二次紋波抑制能力，本文提出一種新穎的有源緩沖型單級單相逆變器電路拓撲及兩模態(tài)與三模態(tài)2種調(diào)制策略，設(shè)計2種調(diào)制策略下的模型預(yù)測控制（model predictive control，MPC）策略，并從儲能電感電流的最大脈動量與二次紋波含量兩方面對2種調(diào)制策略進行對比分析，設(shè)計其關(guān)鍵電路參數(shù)，并通過仿真和實驗驗證所提方案的可行性。

1" 電路拓撲及其調(diào)制策略

1.1" 電路拓撲

所提出的有源緩沖型單級單相逆變器電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。該電路由輸入源Ui、輸入濾波電容Ci、儲能電感L、有源緩沖電路、電流型單相逆變橋S1（D1）～S4（D4）和輸出濾波電容Cf級聯(lián)構(gòu)成。有源緩沖電路通過放電開關(guān)S5、S6控制緩沖電容Cb的充放電狀態(tài)，將負載側(cè)低頻脈動功率轉(zhuǎn)移到緩沖電容Cb，實現(xiàn)功率解耦。

1.2" 電路模態(tài)

所提逆變器在一個工頻周期內(nèi)共有6個電路模態(tài)，分別為：

1）左橋臂直通充磁模態(tài)：S5、D5導(dǎo)通，Ui通過Ui→L→S5→D5回路給L充磁，同時輸出濾波器Cf給負載ZL供電。

2）右橋臂直通充磁模態(tài)：S6、D6導(dǎo)通，Ui通過Ui→L→D6→S6回路給L充磁，同時輸出濾波器Cf給負載ZL供電。

3）正半周饋能模態(tài)：S1、S4導(dǎo)通，Ui分別給Cf和ZL供電，正向調(diào)制電流im路徑為Ui→L→D1→S1→ZL、Cf→D4→S4。

4）負半周饋能模態(tài)：S2、S3導(dǎo)通，Ui分別給Cf和ZL供電，負向調(diào)制電流im路徑為Ui→L→D2→S2→ZL、Cf→D3→S3。

5）緩沖電容充電模態(tài)：S5、S6截止，D5、D6自然導(dǎo)通，L通過L→D6→Cb→D5回路給Cb充電，同時Cf給ZL供電。

6）緩沖電容放電模態(tài)：S5、S6導(dǎo)通，Cb通過Cb→S6→Ui→L→S5回路給L充磁，同時Cf給ZL供電。

為保證饋能模態(tài)時D5和D6處于截止?fàn)顟B(tài)，電容電壓須滿足

uCb（t）gt;|uo（t）|。（1）

考慮留取一定余量，有

uCbmingt;|uomax|。（2）

1.3" 調(diào)制方式

根據(jù)每個開關(guān)周期Ts的電路模態(tài)數(shù)量不同，所提出逆變器存在2種調(diào)制方式，分別為兩模態(tài)調(diào)制方式和三模態(tài)調(diào)制方式。這2種調(diào)制方式對儲能電感電流iL、緩沖電容電壓uCb的調(diào)節(jié)情況如圖2所示。

兩模態(tài)調(diào)制方式每個開關(guān)周期Ts有2個電路模態(tài)，根據(jù)電路模態(tài)的不同組合，分成3種工作模式如圖2（a）所示，分別為：

1）充磁模式：由d1Ts期間饋能模態(tài)和（1-d1）Ts期間充磁模態(tài)構(gòu)成，該模式下uCb不變，iL根據(jù)饋能占空比的大小存在上升或下降2種情況，這里以iL上升為例。

2）充電模式：由d1Ts期間饋能模態(tài)和（1-d1）Ts期間緩沖電容充電模態(tài)構(gòu)成，該模式下uCb上升、iL下降。

3）放電模式：由d1Ts期間饋能模態(tài)和（1-d1）Ts期間緩沖電容放電模態(tài)構(gòu)成，該模式下uCb下降、iL上升。

三模態(tài)調(diào)制方式每個開關(guān)周期Ts有3個電路模態(tài)，根據(jù)電路模態(tài)的不同組合，分為2種工作模式，如圖2（b）所示。其中充磁充電模式由d2Ts期間充磁模態(tài)、（1-d1-d2）Ts期間緩沖電容充電模態(tài)和d1Ts期間饋能模態(tài)構(gòu)成；充磁放電模式由d2Ts期間充磁模態(tài)、（1-d1-d2）Ts期間緩沖電容放電模態(tài)和d1Ts期間饋能模態(tài)構(gòu)成。2種工作模式的區(qū)別在于（1-d1-d2）Ts期間模態(tài)不同，放電模態(tài)中uCb下降、iL上升，充電模態(tài)中uCb上升、iL下降。

2" 控制策略

2.1" 基于MPC的逆變系統(tǒng)功率解耦策略

所提出的逆變器系統(tǒng)控制邏輯如圖3所示。輸出電壓環(huán)通過PI調(diào)制獲得饋能占空比d1。緩沖電容電壓環(huán)通過PI調(diào)制獲得儲能電感電流iL的參考信號iLr。MPC控制器以iL在一個開關(guān)周期結(jié)束時的值與iLr的誤差最小為目標(biāo)，在兩模態(tài)調(diào)制中僅計算出工作模式判斷信號me和正負半周判斷信號a；在三模態(tài)調(diào)制中計算出me、a和充磁占空比d2。其中me和d2由代價函數(shù)決定，正負半周判斷信號a=sgn（uo_pi）。

2.2" MPC控制器代價函數(shù)

由于兩模態(tài)調(diào)制和三模態(tài)調(diào)制每個開關(guān)周期Ts的電路模態(tài)數(shù)量不同，因此儲能電感電流iL在一個開關(guān)周期結(jié)束時的值與iLr的誤差表達式不同，即模型預(yù)測控制器的代價函數(shù)不同。

1）兩模態(tài)調(diào)制下的代價函數(shù)。

兩模態(tài)調(diào)制時的代價函數(shù)為

ΔiL=min（Δim，Δic，Δid）。（3）

式中：

Δim=iL+UiL（1－d1）Ts+

Ui-sgn（uo_piuo）|uo|Ld1Ts-iLr，me=00；

Δic=iL+Ui-uCbL（1－d1）Ts+

Ui-sgn（uo_piuo）|uo|Ld1Ts-iLr，me=01；

Δid=iL+Ui+uCbL（1－d1）Ts+

Ui-sgn（uo_piuo）|uo|Ld1Ts-iLr，me=10。（4）

式中Δim、Δic、Δid分別為充磁模式、充電模式、放電模式下對應(yīng)電流誤差預(yù)測值。饋能模態(tài)下，當(dāng)Ui-sgn（uo_piuo） |uo|lt;0時，iL下降；當(dāng)Ui-sgn（uo_piuo） |uo|gt;0時，iL上升。因此，iL可能的變化趨勢如圖4所示。

2）三模態(tài)調(diào)制下的代價函數(shù)。

三模態(tài)調(diào)制時的代價函數(shù)為

ΔiL=min（Δim-c，Δim-d）。（5）

式中：

Δim-c=iL+UiLd2Ts+Ui-uCbL（1-d1-d2）Ts+

Ui-sgn（uo_piuo）|uo|Ld1Ts-iLr，me=0；

Δim-d=iL+UiLd2Ts+Ui+uCbL（1-d1-d2）Ts+

Ui-sgn（uo_piuo）|uo|Ld1Ts-iLr，me=1。（6）

式中Δim-c、Δim-d分別代表充磁充電模式和充磁放電模式下對應(yīng)電流誤差預(yù)測值。

由圖3可知，通過輸出電壓環(huán)可直接求得饋能占空比d1，代入式（6）可得電流誤差預(yù)測值關(guān)于d2的一次函數(shù)，其中d2取值范圍為［0，1-d1］。

為預(yù)測電路工作模式，令1-d1-d2=0，則Δim-c=Δim-d=Δim，若Δimgt;0，一個開關(guān)周期Ts結(jié)束iL＞iLr，故需令（1-d1-d2）Tsgt;0且對應(yīng)充電模態(tài)，即逆變器下一個開關(guān)周期將工作在充磁充電模式，me=0；若Δim＜0，一個開關(guān)周期Ts結(jié)束iL＜iLr，故需令（1-d1-d2）Tsgt;0且對應(yīng)放電模態(tài)，即逆變器下一個開關(guān)周期將工作在充磁放電模式，me=1。

因此通過調(diào)節(jié)充磁占空比d2，便能使每個開關(guān)周期結(jié)束時儲能電感電流iL回到參考值iLr，進一步令ΔiL=0可得：

d2=uCb-UiuCb（1-d1）+

sgn（uo_piuo）|uo|-UiuCbd1+

iLr-iLuCbTsL，me=0；

d2=uCb+UiuCb（1-d1）+

Ui-sgn（uo_piuo）|uo|uCbd1+

iL-iLruCbTsL，me=1。（7）

根據(jù)上述分析，三模態(tài)MPC控制器代價函數(shù)可預(yù)測出工作模式判斷信號me及充磁占空比d2。

3" 原理特性

3.1" 2種調(diào)制下儲能電感電流變化規(guī)律

2種調(diào)制方式下，逆變系統(tǒng)儲能電感電流iL變化規(guī)律如圖5所示。

1）兩模態(tài)調(diào)制。

由圖5（a）可知，兩模態(tài)調(diào)制時逆變器在一個輸出功率周期（半個工頻周期T/2）內(nèi)的工作模式分布可劃分為4個區(qū)間。根據(jù)4個區(qū)間內(nèi)不同工作模式的分配可分為Mc1、Mc2和Ma 3種工況。其中：Mc1由k1個Ts充磁模式加1個Ts充電模式構(gòu)成，Mc2由k2個Ts充磁模式加1個Ts放電模式構(gòu)成，Ma僅存在充磁模式。

［t0-t1］：此區(qū)間逆變器工作在Mc1。由于polt;pin，該區(qū)間充磁模式下每個開關(guān)周期結(jié)束時iL都會上升，充電模式下電容吸收電感過剩能量，iL下降。由于緩沖電容電壓相對較高，逆變器在充電模式下iL變化速率快于充磁模式，為使iL跟蹤iLr，需k1個充磁模式補償電流的下降。該區(qū)間po與pin差值先增大后減小，iL上升速率先增大后減小，因此k1先減小后增大，iL脈動先由疏變密，后由密變疏。

［t1-t2］：po在pin附近，此區(qū)間由于輸入輸出能量差值較小，由代價函數(shù)可知，逆變器將工作在多個充磁模式構(gòu)成的組合Ma，iL先減小后增大，其變化曲線呈弧形。

［t2-t3］：此區(qū)間逆變器工作在Mc2。由于pogt;pin，該區(qū)間充磁模式下每個開關(guān)周期結(jié)束時iL都會下降。放電模式下電容釋放能量維持電感電流，iL上升。由于緩沖電容電壓相對較高，逆變器在放電模式下iL變化速率快于充磁模式，為使iL跟蹤iLr，需k2個充磁模式補償電流的上升。該區(qū)間po與pin差值先增大后減小，iL下降速率先增大后減小，因此k2先減小后增大，iL脈動先由疏變密，后由密變疏。

［t3-t4］：同［t1-t2］ 類似，工作在Ma。這里不再贅述。

兩模態(tài)調(diào)制下［t0-t4］每半個工頻周期都按照Mc1、Ma、Mc2、Ma規(guī)律變化，因此帶來少量以二倍頻為主的低頻紋波分量。

2）三模態(tài)調(diào)制。

由圖5（b）可知，三模態(tài)調(diào)制時逆變器在一個輸出功率周期內(nèi)的工作模式分布可劃分為2個區(qū)間。

［t0-t1］：此區(qū)間polt;pin，由MPC控制原理，逆變器將工作在充磁充電模式，當(dāng)Ui-sgn（uo_piuo）×|uo|lt;0時，每個高頻開關(guān)周期的（0，Ts）期間iL＞iLr，Ts時刻iL=iLr；當(dāng)Ui-sgn（uo_piuo） |uo|gt;0時，每個高頻開關(guān)周期的（0，Ts）期間iL圍繞iLr上下波動，Ts時刻iL=iLr。

［t1-t2］：此區(qū)間pogt;pin，由MPC控制原理，逆變器將工作在充磁放電模式，且該區(qū)間必然滿足Ui-sgn（uo_piuo） |uo|lt;0，因此該區(qū)間每個高頻開關(guān)周期的（0，Ts）期間iL＞iLr，Ts時刻iL=iLr。

可見三模態(tài)調(diào)制下每個開關(guān)周期結(jié)束時儲能電感電流iL都能回到參考值iLr。

3.2" 2種調(diào)制方式下電感電流最大脈動量分析及對比

1）電感電流最大脈動量。

由3.1節(jié)分析可知，兩模態(tài)調(diào)制下系統(tǒng)工作在Ma工況時iL脈動量小于前2種工況，所以計算iL最大脈動量時不考慮該工況。因此iL的變化可能存在A到D 4種情況如表1所示，其中A、B對應(yīng)Mc1，C、D對應(yīng)Mc2。

由MPC控制原理可知，D不存在，iL脈動量在充電模式下為iL下降量，放電模式下為iL上升量。

因此兩模態(tài)調(diào)制下iL的脈動量為：

Δi1（A）=uCb-UiL（1-d1）Ts；

Δi1（B）=2|uo|-UiLd1Ts+uCb-UiL（1-d1）Ts=

uCb-UiLTs+2|uo|-uCb-UiLd1Ts；

Δi1（C）=uCb+UiL（1-d1）Ts。（8）

為獲得iL最大脈動量，對A、B、C 3種情況分別展開計算。以阻性負載情況為例，Δi1（A）與Δi1（C）達到最大值時，對應(yīng)饋能占空比d1為最小值；Δi1（B）達到最大值時，對應(yīng)饋能占空比d1為最大值。

結(jié)合控制策略可知：

d1max=ioiL≈2Po/UoiL=2UiUo；

d1min=0。（9）

將式（9）代入式（8）可得：

Δi1（A）max=UCavgr-UiLTs；

Δi1（B）max=（UCavgr-Ui）TsL+

2（2|uomax|-UCavgr-Ui）UiTsLUo；Δi1（C）max=UCavgr+UiLTs。（10）

式中UCavgr為緩沖電容電壓平均限定值，由于UCavgr遠大于紋波分量，故認(rèn)為uCb近似等于UCavgr。

由式（10）可得兩模態(tài)調(diào)制下iL的最大脈動量為

Δi1max=UCavgr+UiLTs。（11）

由3.1節(jié)分析可知，三模態(tài)調(diào)制下iL變化趨勢存在3種情況，因此iL的脈動量為：

Δi2（a）=UiLd2Ts+Ui-|uo|Ld1Ts；

Δi2（b）=UiLd2Ts；

Δi2（c）=|uo|-UiLd1Ts。（12）

式中：Δi2（a）為充磁放電模式下iL的脈動量；Δi2（b）為充磁充電模式下Ui-sgn（uo_piuo） |uo|lt;0時iL的脈動量；Δi2（c）為充磁充電模式下Ui-sgn（uo_piuo）|uo|＞0時iL的脈動量。

以阻性負載情況為例，Δi2（c）達到最大值時，對應(yīng)饋能占空比d1為最大值；Δi2（a）與Δi2（b） 達到最大值時，對應(yīng)d2為最大值，d1為0。

結(jié)合控制策略可知：

d1max=ioiL≈2Po/UoiL=2UiUo；

d2max=UCavgr-UiUCavgr。（13）

將式（13）代入式（12）可得：

Δi2（a）max=Δi2（b）max=（UCavgr-Ui）UiTsLUCavgr；

Δi2（c）max=2（|uomax|-Ui）UiTsLUo。（14）

由式（14）可得三模態(tài)調(diào)制下iL的最大脈動量為

Δi2max=2（|uomax|-Ui）UiTsLUo。（15）

由于該逆變器應(yīng)用于升壓逆變場合，|Uo|gt;Ui，結(jié)合式（2），代入式（11）、式（15）得：

Δi1maxgt;TsL（2|Uo|+Ui）gt;TsL2Ui；

Δi2max=TsL2|Uo|－2UiUoUilt;TsL2Ui。（16）

由式（16）可知，兩模態(tài)調(diào)制下iL的最大脈動量更高。

2）電感電流二次紋波含量。

由電感電流變化規(guī)律可知，兩模態(tài)調(diào)制策略下iL存在二次疏密變化規(guī)律，故其中必然含有小部分以二倍頻為主的低頻紋波分量；而三模態(tài)調(diào)制下，由于每個開關(guān)周期結(jié)束iL都能回到iLr，iL無累積量，故單個開關(guān)周期內(nèi)脈動量差別不大，同時不存在二次疏密變化規(guī)律，因此原理上iL二次紋波分量極低?？梢娤啾扔趦赡B(tài)調(diào)制策略，三模態(tài)調(diào)制策略具有相對更好的紋波抑制效果。

4" 主電路參數(shù)設(shè)計

2種調(diào)制策略下主電路參數(shù)設(shè)計思路一致，這里以三模態(tài)調(diào)制情況為例。

4.1" 儲能電感

由式（15）可得三模態(tài)調(diào)制下儲能電感電流最大紋波為

ΔiLmaxiLr=2（|uomax|-Ui）UiTsLUoPo/Ui=

2（|uomax|-Ui）U2iTsLUoPo。（17）

設(shè)儲能電感電流紋波不大于kiL%，則

L≥2（|uomax|-Ui）U2iTsUoPokiL%。（18）

4.2" 緩沖電容

單相逆變器的輸出電壓、電流可表示為：

uo（t）=2Uosin（ωt）；

io（t）=2Iosin（ωt－φ）。（19）

忽略逆變器的功率損耗，由功率守恒可得輸入功率

pin（t）=po（t）=UoIocosφ－UoIocos（2ωt－φ）。（20）

有源緩沖電路將功率中的二倍頻分量轉(zhuǎn)移到了緩沖電容上，即

pCb（t）=－uCb（t）iCb（t）=－uCb（t）CbduCb（t）dt=

UoIocos（2ωt－φ）。（21）

由式（21）可得緩沖電容電壓為

uCb（t）=U2Cavgr+UoIoωCbsin（2ωt-φ）。（22）

由式（2）可得

uCbmin=U2Cavgr-UoIoωCbgt;|uomax|。（23）

則

Cbgt;UoIoω（U2Cavgr-u2omax）=Poω（U2Cavgr-u2omax）。（24）

5" 仿真分析

所提出的逆變器參數(shù)如表2所示，采用基于MPC的逆變系統(tǒng)功率解耦控制策略，在阻性（RL=96.8 Ω，PF=1）、阻感（RL=72.6 Ω、LL=203.8 mH、PF=0.75）以及阻容（RL=72.6 Ω、CL=49.7 μF、PF=0.75）負載下分別采用兩模態(tài)調(diào)制方式和三模態(tài)調(diào)制方式進行仿真。其緩沖電容電壓限定值UCavgr=400 V。

5.1" 兩模態(tài)調(diào)制仿真分析

所提逆變器在兩模態(tài)調(diào)制方式下穩(wěn)態(tài)滿載仿真波形圖如圖6所示，由圖6可得：1）輸出電壓總諧波失真率（total harmonic distortion，THD）約為0.6%，波形質(zhì)量較高；2）儲能電感電流iL在限定值iLr附近脈動，相對脈動量為22.46%，二倍頻含量約2.64%，低頻分量較少，該系統(tǒng)具有較好紋波抑制能力；3）能驅(qū)動阻性、阻感性和阻容性負載，負載適應(yīng)能力較強。

5.2" 三模態(tài)調(diào)制仿真分析

所提逆變器在三模態(tài)調(diào)制方式下穩(wěn)態(tài)滿載仿真波形圖如圖7所示，由圖可得：1）輸出電壓THD約為0.49%，波形質(zhì)量較高；2）儲能電感電流iL在限定值iLr附近脈動，相對脈動量為4.15%，二倍頻含量約0.39%，低頻分量較少，該系統(tǒng)具有很好紋波抑制能力；3）能驅(qū)動阻性、阻感性和阻容性負載，負載適應(yīng)能力較強。

5.3" 2種調(diào)制下仿真結(jié)果對比

分別對比圖6和圖7波形，1）由圖6（a）、圖7（a）可得：2種調(diào)制方式均能抑制輸入電流的二次紋波分量，實現(xiàn)功率解耦，但三模態(tài)調(diào)制下輸入電流脈動更小，近似為直流電流。2）由圖6（b）、圖7（b）可得：2種調(diào)制方式下均能實現(xiàn)單級單相升壓逆變，輸出穩(wěn)定的220 V/50 Hz的交流電壓。3）由圖6（c）、圖7（c）可得：2種調(diào)制方式下uCb都在400 V附近呈二倍頻脈動，達到了將負載側(cè)低頻脈動功率轉(zhuǎn)移到緩沖電容上的目的，但三模態(tài)調(diào)制方式下iL脈動更小。4）由圖6（d）、圖7（d）可得：滿載時，三模態(tài)調(diào)制方式下輸出波形質(zhì)量與輸入電流紋波抑制效果均優(yōu)于兩模態(tài)調(diào)制方式。

綜合考慮逆變器的輸出波形THD、輸入電流二次紋波含量及電感電流脈動量，后續(xù)實驗部分選擇三模態(tài)調(diào)制作為調(diào)制方式。

6" 實驗驗證

采用表2參數(shù)設(shè)計并搭建了一臺500VA 48VDC/220V50HzAC有源緩沖型單級單相升壓逆變器實驗裝置，如圖8所示。在三模態(tài)調(diào)制方式下通過實驗對電路的可行性及控制策略的可行性進行驗證。其主電路功率開關(guān)S1～S6為IXFN66N85X ，二極管D1～D6為DSEI60-06A。

逆變器帶阻性、阻感（PF=0.75）及阻容（PF=0.75）滿載時的穩(wěn)態(tài)波形如圖9所示。

1）由圖9（a）可得：輸入電流基本在平均值附近高頻脈動，二次紋波含量為2.38%，表明二次紋波能得到有效抑制。2）由圖9（b）可得：輸出電壓約220 V，輸出電流約為2.3 A，阻性負載下的輸出電壓THD為3%，波形質(zhì)量較好，實現(xiàn)了升壓逆變。3）由圖9（c）可得：在逆變器正常工作時，緩沖電容電壓穩(wěn)定在400 V并呈二倍脈動，儲能電感電流在參考值附近脈動，約為11.7 A，與理論分析和仿真一致。4）由圖9（g）、圖9（h）可得：逆變器能驅(qū)動不同負載，適應(yīng)能力較強，由于實際電感值、電容值及DSP產(chǎn)生占空比的誤差，電容電壓及電感電流脈動量略大于設(shè)計值。5）由圖9（d）～圖9（f）可得：在輸出電壓正半周階段，開關(guān)S1、S4互補，輪流作為常通管；輸出電壓負半周階段，開關(guān)S2、S3互補，輪流作為常通管；有源緩沖電路左、右橋臂輪流給L充磁，與仿真一致。

最后從電路結(jié)構(gòu)、解耦元件大小、仿真和實驗二次紋波含量幾個方面將所提方案與部分引用文獻中采用的方案進行了比較，如表3所示。

由表3可知，所提方案采用解耦元件個數(shù)最少、參數(shù)較小，其仿真波形的輸入電流二次紋波含量為0.39%，阻性滿載實驗時輸入電流二次紋波含量為2.38%，具有最好的輸入電流二次紋波抑制效果。

7" 結(jié)" 論

1）提出了由儲能電感、有源緩沖電路和單相電流型逆變橋及濾波器構(gòu)成的單相逆變器電路拓撲。有源緩沖電路為逆變器能量回饋和輸入輸出功率解耦提供了硬件條件，實現(xiàn)了單級升壓逆變和輸入電流二次紋波抑制，解決了電流型逆變器降壓階段儲能電感的去磁問題。

2）提出了兩模態(tài)調(diào)制策略和三模態(tài)調(diào)制策略，設(shè)計了2種調(diào)制策略下的MPC控制策略，對比分析了2種調(diào)制下低頻穩(wěn)態(tài)儲能電感電流變化規(guī)律，得出三模態(tài)調(diào)制下二次紋波分量與儲能電感電流脈動量更低的結(jié)論，2種調(diào)制策略下的仿真結(jié)果證實了這一結(jié)論。

3）設(shè)計并研制了三模態(tài)調(diào)制下基于MPC控制的逆變器實驗裝置，實驗結(jié)果表明，該逆變器具有較好的輸入電流二次紋波抑制能力，輸出電壓THD較低，為3%，能適應(yīng)阻性、阻感性和阻容性等各種類型負載。

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（編輯：邱赫男）